Անջատիչ սնուցման աղբյուրները (UPS) շատ տարածված են: Համակարգիչը, որն այժմ օգտագործում եք, ունի բազմավոլտ UPS (առնվազն +12, -12, +5, -5 և +3,3 Վ): Գրեթե բոլոր նման բլոկներն ունեն հատուկ PWM կարգավորիչ չիպ, սովորաբար TL494CN տիպի: Դրա անալոգը կենցաղային միկրոսխեման M1114EU4 (KR1114EU4) է:
Արտադրողներ
Քննարկվող միկրոսխեման պատկանում է ամենատարածված և լայնորեն օգտագործվող ինտեգրված էլեկտրոնային սխեմաների ցանկին: Նրա նախորդը եղել է Unitrode UC38xx PWM կարգավորիչների շարքը: 1999 թվականին այս ընկերությունը գնվեց Texas Instruments-ի կողմից, և այդ ժամանակվանից սկսվեց այդ կարգավորիչների շարքի զարգացումը, ինչը հանգեցրեց ստեղծմանը 2000-ականների սկզբին: TL494 սերիայի չիպեր: Բացի վերը նշված UPS-ներից, դրանք կարելի է գտնել DC լարման կարգավորիչներում, կառավարվող կրիչներում, փափուկ մեկնարկիչներում, մի խոսքով, որտեղ էլ որ օգտագործվում է PWM կառավարումը։
Այս միկրոսխեման կլոնավորած ընկերությունների թվում կան այնպիսի աշխարհահռչակ ապրանքանիշեր, ինչպիսիք են Motorola, Inc, International Rectifier, Fairchild Semiconductor, ON Semiconductor: Նրանք բոլորը տալիս են իրենց արտադրանքի մանրամասն նկարագրությունը, այսպես կոչված, TL494CN տվյալների թերթիկը:
Փաստաթղթեր
Տարբեր արտադրողների կողմից դիտարկվող միկրոսխեմայի նկարագրությունների վերլուծությունը ցույց է տալիս դրա բնութագրերի գործնական նույնականությունը: Տարբեր ընկերությունների կողմից տրված տեղեկատվության ծավալը գրեթե նույնն է: Ավելին, TL494CN-ի տվյալների թերթիկը այնպիսի ապրանքանիշերից, ինչպիսիք են Motorola-ն, Inc-ը և ON Semiconductor-ը, կրկնում են միմյանց իր կառուցվածքով, նկարներով, աղյուսակներով և գրաֆիկներով: Texas Instruments-ի կողմից նյութի ներկայացումը որոշակիորեն տարբերվում է դրանցից, սակայն մանրակրկիտ ուսումնասիրության արդյունքում պարզ է դառնում, որ նկատի է առնվել նույնական արտադրանքը։
TL494CN չիպի նպատակը
Ավանդաբար, մենք կսկսենք նկարագրել այն ներքին սարքերի նպատակներով և ցանկով: Այն ֆիքսված հաճախականության PWM կարգավորիչ է, որը նախատեսված է հիմնականում UPS հավելվածների համար և պարունակում է հետևյալ սարքերը.
- sawtooth լարման գեներատոր (GPN);
- սխալի ուժեղացուցիչներ;
- հղում (հղում) լարման աղբյուր +5 Վ;
- մեռած ժամանակի ճշգրտման սխեմա;
- ելքային տրանզիստորային անջատիչներ մինչև 500 մԱ հոսանքի համար;
- մեկ կամ երկու հարվածային գործողության ռեժիմ ընտրելու սխեմա:
Սահմանափակման պարամետրեր
Ինչպես ցանկացած այլ միկրոսխեմա, TL494CN-ի նկարագրությունը պետք է պարունակի առավելագույն թույլատրելի կատարողական բնութագրերի ցանկ: Եկեք դրանք տրամադրենք Motorola, Inc-ի տվյալների հիման վրա.
- Մատակարարման լարումը` 42 Վ:
- Ելքային տրանզիստորի կոլեկտորի լարումը` 42 Վ:
- Ելքային տրանզիստորի կոլեկտորի հոսանք՝ 500 մԱ:
- Ուժեղացուցիչի մուտքային լարման միջակայքը՝ -0,3 Վ-ից +42 Վ:
- Սպառված հզորությունը (տ< 45 °C): 1000 мВт.
- Պահպանման ջերմաստիճանի միջակայքը՝ -55-ից +125 °С:
- Գործող միջավայրի ջերմաստիճանի միջակայքը՝ 0-ից +70 °C:
Հարկ է նշել, որ TL494IN չիպի 7-րդ պարամետրը մի փոքր ավելի լայն է՝ -25-ից մինչև +85 °С:
TL494CN չիպի դիզայն
Նրա մարմնի եզրակացությունների ռուսերեն նկարագրությունը ներկայացված է ստորև բերված նկարում:
Միկրոշրջանը տեղադրվում է պլաստմասե (սա նշվում է N տառով իր նշանակման վերջում) 16-փին փաթեթի մեջ pdp տիպի կապումներով:
Դրա տեսքը ներկայացված է ստորև ներկայացված լուսանկարում:
TL494CN՝ ֆունկցիոնալ դիագրամ
Այսպիսով, այս միկրոսխեմայի խնդիրն է իմպուլսային լայնության մոդուլյացիան (PWM կամ անգլերեն իմպուլսային լայնության մոդուլացված (PWM)) լարման իմպուլսների, որոնք առաջանում են ինչպես կարգավորվող, այնպես էլ չկարգավորվող UPS-ների ներսում: Առաջին տիպի սնուցման սարքերում իմպուլսի տևողության միջակայքը, որպես կանոն, հասնում է առավելագույն հնարավոր արժեքի (~ 48% յուրաքանչյուր ելքի համար հրում-քաշման սխեմաներում, որոնք լայնորեն օգտագործվում են մեքենայի աուդիո ուժեղացուցիչների սնուցման համար):
TL494CN չիպն ունի ընդհանուր առմամբ 6 ելքային կապում, որոնցից 4-ը (1, 2, 15, 16) մուտքեր են ներքին սխալի ուժեղացուցիչներին, որոնք օգտագործվում են UPS-ը ընթացիկ և պոտենցիալ ծանրաբեռնվածությունից պաշտպանելու համար: Pin #4-ը 0-ից 3V ազդանշանային մուտք է ելքային քառակուսի ալիքի աշխատանքային ցիկլը կարգավորելու համար, իսկ #3-ը համեմատական ելք է և կարող է օգտագործվել մի քանի ձևով: Եվս 4-ը (թվերը 8, 9, 10, 11) տրանզիստորների ազատ կոլեկտորներ և արտանետիչներ են՝ 250 մԱ առավելագույն թույլատրելի բեռի հոսանքով (շարունակական ռեժիմում՝ 200 մԱ-ից ոչ ավելի): Նրանք կարող են միանալ զույգերով (9-ը՝ 10-ով և 8-ը՝ 11-ով)՝ հզոր դաշտային էֆեկտ տրանզիստորներ (MOSFET) քշելու համար՝ 500 մԱ առավելագույն թույլատրելի հոսանքով (շարունակական ռեժիմում՝ 400 մԱ-ից ոչ ավելի):
Ո՞րն է TL494CN-ի ներքին կառուցվածքը: Դրա դիագրամը ներկայացված է ստորև բերված նկարում:
Միկրոշրջանն ունի ներկառուցված հղման լարման աղբյուր (ION) +5 Վ (թիվ 14): Այն սովորաբար օգտագործվում է որպես հղման լարման (± 1%) ճշտությամբ, որը կիրառվում է 10 մԱ-ից ոչ ավելի սպառող շղթաների մուտքերի վրա, օրինակ՝ 13-րդ պտուտակի վրա՝ մեկ կամ երկու ցիկլով գործողության ընտրությամբ: միկրոսխեմա. եթե առկա է +5 Վ, ապա ընտրվում է երկրորդ ռեժիմը, եթե դրա վրա մինուս մատակարարման լարում կա՝ առաջինը:
Սղոցային լարման գեներատորի (GPN) հաճախականությունը կարգավորելու համար օգտագործվում է կոնդենսատոր և դիմադրություն, որոնք միացված են համապատասխանաբար 5 և 6 կապում: Եվ, իհարկե, միկրոսխեման ունի տերմինալներ սնուցման աղբյուրի գումարած և մինուս միացնելու համար (համապատասխանաբար 12 և 7 համարներ) 7-ից 42 Վ միջակայքում:
Դիագրամից երևում է, որ TL494CN-ում կան մի շարք ներքին սարքեր։ Նրանց գործառական նպատակի ռուսերեն նկարագրությունը կտրվի ստորև՝ նյութի ներկայացման ընթացքում:
Ներածման տերմինալի գործառույթները
Ինչպես ցանկացած այլ էլեկտրոնային սարք: Քննարկվող միկրոսխեման ունի իր սեփական մուտքերն ու ելքերը: Մենք կսկսենք առաջինից. Այս TL494CN քորոցների ցանկն արդեն տրված է վերևում: Նրանց գործառական նպատակի ռուսերեն նկարագրությունը կտրվի ստորև՝ մանրամասն բացատրություններով:
Եզրակացություն 1
Սա սխալի ուժեղացուցիչ 1-ի դրական (ոչ ինվերտացիոն) մուտքն է: Եթե դրա վրա լարումը ավելի ցածր է, քան 2-րդ կապի լարումը, սխալի ուժեղացուցիչ 1-ի ելքը ցածր կլինի: Եթե այն ավելի բարձր է, քան 2-րդ քորոցում, սխալի ուժեղացուցիչ 1-ի ազդանշանը կբարձրանա: Ուժեղացուցիչի ելքը, ըստ էության, կրկնում է դրական ներածումը, օգտագործելով քորոց 2 որպես հղում: Սխալների ուժեղացուցիչների գործառույթները ավելի մանրամասն կներկայացվեն ստորև:
Եզրակացություն 2
Սա 1-ին սխալի ուժեղացուցիչի բացասական (շրջվող) մուտքն է: Եթե այս փին 1-ից բարձր է, սխալի ուժեղացուցիչ 1-ի ելքը ցածր կլինի: Եթե այս քորոցում լարումն ավելի ցածր է, քան 1-ին կետի լարումը, ապա ուժեղացուցիչի ելքը բարձր կլինի:
Եզրակացություն 15
Այն աշխատում է ճիշտ այնպես, ինչպես #2: Հաճախ երկրորդ սխալի ուժեղացուցիչը չի օգտագործվում TL494CN-ում: Այս դեպքում նրա միացման սխեման պարունակում է քորոց 15, որը պարզապես միացված է 14-րդին (հղման լարումը +5 Վ):
Եզրակացություն 16
Այն աշխատում է նույնը, ինչ # 1: Այն սովորաբար միացված է ընդհանուր #7-ին, երբ սխալի երկրորդ ուժեղացուցիչը չի օգտագործվում: Եթե 15-ը միացված է +5V-ին և #16-ը միացված է ընդհանուրին, երկրորդ ուժեղացուցիչի ելքը ցածր է և հետևաբար չիպի աշխատանքի վրա որևէ ազդեցություն չի ունենում:
Եզրակացություն 3
Այս փին և յուրաքանչյուր ներքին TL494CN ուժեղացուցիչ միացված են դիոդով: Եթե դրանցից որևէ մեկի ելքի ազդանշանը փոխվում է ցածրից բարձր, ապա թիվ 3-ում այն նույնպես բարձրանում է: Երբ այս կապի ազդանշանը գերազանցում է 3,3 Վ-ը, ելքային իմպուլսներն անջատվում են (զրոյական աշխատանքային ցիկլ): Երբ դրա վրա լարումը մոտ է 0 Վ-ին, իմպուլսի տեւողությունը առավելագույնն է: 0-ից 3,3 Վ-ի միջև իմպուլսի լայնությունը 50%-ից 0% է (PWM կարգավորիչի յուրաքանչյուր ելքի համար՝ 9-րդ և 10-րդ կապում սարքերի մեծ մասում):
Անհրաժեշտության դեպքում, քորոց 3-ը կարող է օգտագործվել որպես մուտքային ազդանշան կամ կարող է օգտագործվել զարկերակային լայնության փոփոխության արագության խափանում ապահովելու համար: Եթե դրա վրա լարումը բարձր է (> ~ 3,5 Վ), ապա PWM կարգավորիչի վրա UPS-ը գործարկելու միջոց չկա (դրանից իմպուլսներ չեն լինի):
Եզրակացություն 4
Այն վերահսկում է ելքային իմպուլսների աշխատանքային ցիկլը (eng. Dead-Time Control): Եթե դրա վրա լարումը մոտ է 0 Վ-ին, ապա միկրոսխեման կկարողանա թողարկել ինչպես նվազագույն հնարավոր, այնպես էլ առավելագույն իմպուլսի լայնությունը (ինչպես որոշվում է այլ մուտքային ազդանշաններով): Եթե այս քորոցին կիրառվի մոտ 1,5 Վ լարում, ելքային իմպուլսի լայնությունը կսահմանափակվի առավելագույն լայնության 50%-ով (կամ ~25% աշխատանքային ցիկլով Push-pull PWM կարգավորիչի համար): Եթե դրա վրա լարումը բարձր է (> ~ 3,5 Վ), TL494CN-ի վրա UPS-ը գործարկելու հնարավորություն չկա: Նրա միացման սխեման հաճախ պարունակում է թիվ 4, որը միացված է անմիջապես գետնին:
- Կարևոր է հիշել! 3 և 4 կապում ազդանշանը պետք է լինի ~3,3 Վ-ից ցածր: Ի՞նչ կլինի, եթե այն մոտ է, օրինակ, +5 Վ-ին: Ինչպե՞ս կվարվի TL494CN-ն այդ ժամանակ: Դրա վրա լարման փոխարկիչի միացումը իմպուլսներ չի առաջացնի, այսինքն. UPS-ից ելքային լարում չի լինի:
Եզրակացություն 5
Ծառայում է Ct ժամանակային կոնդենսատորը միացնելու համար, իսկ դրա երկրորդ կոնտակտը միացված է գետնին: Հզորության արժեքները սովորաբար կազմում են 0,01 μF-ից մինչև 0,1 μF: Այս բաղադրիչի արժեքի փոփոխությունները հանգեցնում են GPN-ի հաճախականության և PWM կարգավորիչի ելքային իմպուլսների փոփոխության: Որպես կանոն, այստեղ օգտագործվում են շատ ցածր ջերմաստիճանի գործակից ունեցող բարձրորակ կոնդենսատորներ (ջերմաստիճանի փոփոխության դեպքում հզորության շատ փոքր փոփոխությամբ):
Եզրակացություն 6
Ժամանակի կարգավորող ռեզիստորը միացնելու համար Rt, և դրա երկրորդ կոնտակտը միացված է գետնին: Rt-ի և Ct-ի արժեքները որոշում են FPG-ի հաճախականությունը:
- f = 1.1 (Rt x Ct):
Եզրակացություն 7
Այն միանում է PWM կարգավորիչի սարքի միացման ընդհանուր լարին:
Եզրակացություն 12
Նշված է VCC տառերով։ Դրան միացված է TL494CN սնուցման «պլյուսը»։ Դրա միացման սխեման սովորաբար պարունակում է թիվ 12, որը միացված է էլեկտրամատակարարման անջատիչին: Շատ UPS-ներ օգտագործում են այս փին հոսանքը (և հենց UPS-ը) միացնելու և անջատելու համար: Եթե ունի +12 Վ, և թիվ 7-ը հիմնավորված է, ապա GPN և ION չիպերը կաշխատեն։
Եզրակացություն 13
Սա գործառնական ռեժիմի մուտքագրումն է: Դրա գործողությունը նկարագրված է վերևում:
Ելքային տերմինալի գործառույթները
Դրանք նաև վերը նշված էին TL494CN-ի համար: Նրանց գործառական նպատակի ռուսերեն նկարագրությունը կտրվի ստորև՝ մանրամասն բացատրություններով:
Եզրակացություն 8
Այս չիպի վրա կա 2 npn տրանզիստոր, որոնք նրա ելքային բանալիներն են: Այս քորոցը տրանզիստորի 1-ի կոլեկտորն է, որը սովորաբար միացված է DC լարման աղբյուրին (12 Վ): Այնուամենայնիվ, որոշ սարքերի սխեմաներում այն օգտագործվում է որպես ելք, և դրա վրա կարելի է տեսնել ոլորապտույտ (ինչպես նաև թիվ 11-ում)։
Եզրակացություն 9
Սա տրանզիստորի 1-ի թողարկիչն է: Այն վարում է UPS-ի ուժային տրանզիստորը (դաշտային էֆեկտը շատ դեպքերում) հրում-քաշման միացումում, ուղղակիորեն կամ միջանկյալ տրանզիստորի միջոցով:
Եզրակացություն 10
Սա տրանզիստորի 2-ի թողարկիչն է: Մեկ ցիկլային աշխատանքի դեպքում դրա վրա ազդանշանը նույնն է, ինչ թիվ 9-ում: Push-pull ռեժիմում 9-րդ և 10-րդ համարների ազդանշանները դուրս են ֆազից, այսինքն՝ երբ. մեկի վրա ազդանշանի մակարդակը բարձր է, մյուսի վրա՝ ցածր, և հակառակը։ Սարքերի մեծ մասում խնդրո առարկա միկրոսխեմայի ելքային տրանզիստորային անջատիչների թողարկիչների ազդանշանները մղում են դաշտային ազդեցության հզոր տրանզիստորներ, որոնք տեղափոխվում են միացված վիճակի, երբ լարումը 9 և 10 կապում բարձր է (~ 3,5 Վ-ից բարձր, բայց դա չի վերաբերում թիվ 3 և 4 համարների 3,3 Վ մակարդակին):
Եզրակացություն 11
Սա տրանզիստորի 2-ի կոլեկտորն է, որը սովորաբար միացված է մշտական լարման աղբյուրին (+12 Վ):
- Նշում TL494CN սարքերում անջատիչ սխեման կարող է պարունակել և՛ կոլեկտորներ, և՛ տրանզիստորների 1 և 2 թողարկիչներ՝ որպես PWM կարգավորիչի ելքեր, թեև երկրորդ տարբերակն ավելի տարածված է: Այնուամենայնիվ, կան տարբերակներ, երբ հենց 8-րդ և 11-րդ կապում են ելքերը: Եթե IC-ի և FET-ների միջև ընկած շղթայում գտնեք փոքր տրանսֆորմատոր, ելքային ազդանշանը, ամենայն հավանականությամբ, վերցված է նրանցից (կոլեկտորներից):
Եզրակացություն 14
Սա ION ելքն է, որը նույնպես նկարագրված է վերևում:
Գործողության սկզբունքը
Ինչպե՞ս է աշխատում TL494CN չիպը: Մենք կտանք նրա աշխատանքի կարգի նկարագրությունը Motorola, Inc.-ի նյութերի հիման վրա: Զարկերակային լայնության մոդուլյացիայի ելքը ձեռք է բերվում Ct կոնդենսատորից դրական սղոցային ազդանշանը համեմատելով երկու հսկիչ ազդանշաններից որևէ մեկի հետ: Ելքային Q1 և Q2 տրանզիստորները NOR փակված են դրանք բացելու համար միայն այն դեպքում, երբ ձգանային ժամացույցի մուտքը (C1) (տես TL494CN ֆունկցիայի դիագրամը) իջնում է:
Այսպիսով, եթե տրամաբանական միավորի մակարդակը գտնվում է ձգանի C1 մուտքի մոտ, ապա ելքային տրանզիստորները փակվում են աշխատանքի երկու ռեժիմներում՝ մեկ ցիկլով և հրում-քաշում: Եթե այս մուտքում առկա է ժամացույցի ազդանշան, ապա հրում-քաշման ռեժիմում տրանզիստորի անջատիչները մեկ առ մեկ բացվում են՝ ժամացույցի իմպուլսի անջատումը դեպի ձգան հասնելուն պես: Մեկ ցիկլային ռեժիմում ձգան չի օգտագործվում, և երկու ելքային ստեղները բացվում են համաժամանակյա:
Այս բաց վիճակը (երկու ռեժիմներում) հնարավոր է միայն FPV ժամանակաշրջանի այն հատվածում, երբ սղոցի ատամի լարումը ավելի մեծ է, քան կառավարման ազդանշանները: Այսպիսով, հսկիչ ազդանշանի մեծության աճը կամ նվազումը առաջացնում է, համապատասխանաբար, միկրոշրջանի ելքերում լարման իմպուլսների լայնության գծային աճ կամ նվազում:
Որպես հսկիչ ազդանշաններ, կարող են օգտագործվել 4-րդ կապի լարումը (մեռած ժամանակի հսկողություն), սխալի ուժեղացուցիչների մուտքերը կամ 3-րդ կապի ազդանշանի մուտքագրումը:
Միկրոշրջանով աշխատելու առաջին քայլերը
Ցանկացած օգտակար սարք պատրաստելուց առաջ խորհուրդ է տրվում ուսումնասիրել, թե ինչպես է աշխատում TL494CN-ը։ Ինչպե՞ս ստուգել դրա կատարումը:
Վերցրեք ձեր հացի տախտակը, տեղադրեք չիպը դրա վրա և միացրեք լարերը ստորև ներկայացված գծապատկերի համաձայն:
Եթե ամեն ինչ ճիշտ է միացված, ապա միացումը կաշխատի: 3-րդ և 4-րդ կապանքները թողեք ոչ ազատ: Օգտագործեք ձեր օսցիլոսկոպը FPV-ի աշխատանքը ստուգելու համար. դուք պետք է տեսնեք սղոցի լարման 6-րդ կետում: Արդյունքները կլինեն զրո: Ինչպես որոշել դրանց կատարումը TL494CN-ում: Այն կարելի է ստուգել հետևյալ կերպ.
- Միացրեք հետադարձ կապի ելքը (#3) և մեռած ժամանակի կառավարման ելքը (#4) ընդհանուր (#7):
- Այժմ դուք պետք է կարողանաք հայտնաբերել ուղղանկյուն իմպուլսներ չիպի ելքերում:
Ինչպե՞ս ուժեղացնել ելքային ազդանշանը:
TL494CN-ի ելքը բավականին ցածր հոսանք է, և դուք, անշուշտ, ավելի շատ էներգիա եք ուզում: Այսպիսով, մենք պետք է ավելացնենք մի քանի հզոր տրանզիստորներ: Ամենահեշտ օգտագործվողը (և շատ հեշտ է ձեռք բերել՝ հին համակարգչի մայր տախտակից) n-ալիքով հզոր MOSFET-ներն են: Միևնույն ժամանակ, մենք պետք է շրջենք TL494CN-ի ելքը, քանի որ եթե դրան միացնենք n-ալիքային MOSFET, ապա միկրոսխեմայի ելքի վրա զարկերակի բացակայության դեպքում այն բաց կլինի DC հոսքի համար: Այս դեպքում MOSFET-ը կարող է պարզապես այրվել... Այսպիսով, մենք հանում ենք ունիվերսալ npn տրանզիստորը և միացնում այն ստորև ներկայացված գծապատկերի համաձայն:
Էլեկտրաէներգիայի MOSFET-ն այս շղթայում պասիվ կառավարվում է: Սա այնքան էլ լավ չէ, բայց թեստավորման նպատակով և ցածր էներգիայի համար այն բավականին հարմար է: Շղթայում R1-ը npn տրանզիստորի բեռնվածությունն է: Ընտրեք այն ըստ իր կոլեկտորի առավելագույն թույլատրելի հոսանքի: R2-ը ներկայացնում է մեր ուժային փուլի բեռը: Հետևյալ փորձերում այն կփոխարինվի տրանսֆորմատորով։
Եթե հիմա օսցիլոսկոպով նայենք միկրոշրջանի 6-րդ կետի ազդանշանին, ապա կտեսնենք «սղոց»: Թիվ 8-ում (K1) դուք դեռ կարող եք տեսնել ուղղանկյուն իմպուլսներ, իսկ MOSFET-ի արտահոսքի մոտ իմպուլսները նույն ձևով են, բայց ավելի մեծ:
Իսկ ինչպե՞ս բարձրացնել լարումը ելքի վրա։
Հիմա եկեք բարձրացնենք լարումը TL494CN-ի հետ: Միացման և միացման դիագրամը նույնն է` հացատախտակի վրա: Իհարկե, դուք չեք կարող դրա վրա բավականաչափ բարձր լարում ստանալ, մանավանդ, որ էլեկտրական MOSFET-ների վրա ջերմատախտակ չկա: Այնուամենայնիվ, մի փոքր տրանսֆորմատոր միացրեք ելքային փուլին այս գծապատկերի համաձայն:
Տրանսֆորմատորի առաջնային ոլորուն պարունակում է 10 պտույտ: Երկրորդական ոլորուն պարունակում է մոտ 100 պտույտ: Այսպիսով, փոխակերպման հարաբերակցությունը 10 է: Եթե դուք կիրառում եք 10 Վ առաջնային, դուք պետք է ստանաք մոտ 100 Վ ելքի վրա: Միջուկը պատրաստված է ֆերիտից։ Դուք կարող եք օգտագործել միջին չափի միջուկը համակարգչի էլեկտրամատակարարման տրանսֆորմատորից:
Զգույշ եղեք, տրանսֆորմատորի ելքը բարձր լարման է։ Հոսանքը շատ ցածր է և ձեզ չի սպանի։ Բայց դուք կարող եք լավ հարված ստանալ: Մեկ այլ վտանգ էլ այն է, որ եթե ելքի վրա մեծ կոնդենսատոր դնեք, այն շատ լիցք կպահի: Հետեւաբար, միացումն անջատելուց հետո այն պետք է լիցքաթափվի:
Շղթայի ելքում դուք կարող եք միացնել ցանկացած ցուցիչ, ինչպես լամպը, ինչպես ստորև ներկայացված լուսանկարում: 
Այն աշխատում է հաստատուն լարման վրա և լուսավորելու համար անհրաժեշտ է մոտ 160 Վ: (Ամբողջ սարքի էլեկտրամատակարարումը մոտ 15 Վ է, մի կարգով ավելի ցածր):
Տրանսֆորմատորի ելքային շղթան լայնորեն օգտագործվում է ցանկացած UPS-ում, ներառյալ ԱՀ-ի սնուցման աղբյուրները: Այս սարքերում առաջին տրանսֆորմատորը, որը միացված է տրանզիստորային անջատիչների միջոցով PWM կարգավորիչի ելքերին, ծառայում է շղթայի ցածրավոլտ հատվածը, որը ներառում է TL494CN, գալվանական կերպով մեկուսացնելը իր բարձրավոլտ մասից, որը պարունակում է ցանցի լարումը: տրանսֆորմատոր.
Լարման կարգավորիչ
Որպես կանոն, տնային արտադրության փոքր էլեկտրոնային սարքերում էներգիան ապահովվում է TL494CN-ի վրա պատրաստված սովորական PC UPS-ով: ԱՀ-ի էլեկտրամատակարարման սխեման լավ հայտնի է, և բլոկներն ինքնին հեշտությամբ հասանելի են, քանի որ տարեկան միլիոնավոր հին ԱՀ-ներ ոչնչացվում են կամ վաճառվում պահեստամասերի համար: Բայց որպես կանոն, այս UPS-ները 12 Վ-ից բարձր լարումներ չեն արտադրում: Սա շատ քիչ է փոփոխական հաճախականության շարժիչի համար: Իհարկե, կարելի է փորձել և օգտագործել գերլարման համակարգչի UPS-ը 25 Վ-ի համար, բայց դա դժվար կլինի գտնել, և տրամաբանական տարրերում չափազանց մեծ հզորություն կցրվի 5 Վ-ում:
Այնուամենայնիվ, TL494-ի (կամ անալոգների) վրա դուք կարող եք կառուցել ցանկացած սխեմաներ, որոնք հասանելի կլինեն հզորության և լարման բարձրացմանը: Օգտագործելով PC UPS-ի տիպիկ մասերը և մայր տախտակի հզոր MOSFET-ները, կարող եք կառուցել PWM լարման կարգավորիչ TL494CN-ի վրա: Փոխարկիչի սխեման ներկայացված է ստորև նկարում: 
Դրա վրա կարող եք տեսնել միկրոսխեմա և ելքային փուլը երկու տրանզիստորի միացման միացում՝ ունիվերսալ npn- և հզոր MOS:
Հիմնական մասեր՝ T1, Q1, L1, D1: Երկբևեռ T1-ը օգտագործվում է պարզեցված եղանակով միացված հզոր MOSFET-ը վարելու համար, այսպես կոչված. «պասիվ». L1-ը հին HP տպիչի ինդուկտոր է (մոտ 50 պտույտ, 1 սմ բարձրություն, 0,5 սմ լայնություն ոլորուններով, բաց խեղդող): D1-ը այլ սարքից Schottky դիոդ է: TL494-ը միացված է վերը նշվածին այլընտրանքային եղանակով, թեև կարելի է օգտագործել երկուսը:
C8-ը փոքր հզորություն է, սխալի ուժեղացուցիչի մուտքագրվող աղմուկի ազդեցությունը կանխելու համար 0,01uF արժեքը քիչ թե շատ նորմալ կլինի: Ավելի մեծ արժեքները կդանդաղեցնեն անհրաժեշտ լարման կարգավորումը:
C6-ը նույնիսկ ավելի փոքր կոնդենսատոր է և օգտագործվում է բարձր հաճախականության աղմուկը զտելու համար: Դրա հզորությունը հասնում է մի քանի հարյուր պիկոֆարադի։
TL494 չիպը PWM կարգավորիչ է, որը կատարյալ է տարբեր տոպոլոգիաների և հզորությունների միացման էլեկտրամատակարարման համար: Այն կարող է աշխատել ինչպես միանվագ, այնպես էլ երկհարված ռեժիմով:
Դրա ներքին գործընկերը KR1114EU4 չիպն է: Texas Instruments, International Rectifier, ON Semiconductor, Fairchild Semiconductor - շատ արտադրողներ արտադրում են այս PWM կարգավորիչը: Fairchild Semiconductor-ն այն անվանում է, օրինակ, KA7500B:
Եթե պարզապես նայեք քորոցների նշանակումներին, պարզ է դառնում, որ այս միկրոսխեման ունի ճշգրտման բավականին լայն հնարավորություններ:
Հաշվի առեք բոլոր եզրակացությունների նշանակումները.
- առաջին սխալի համեմատիչի ոչ հակադարձ մուտքագրում
- առաջին սխալի համեմատիչի հակադարձ մուտքագրումը
- հետադարձ կապի մուտքագրում
- մեռած ժամանակի ճշգրտման մուտքագրում
- տերմինալ արտաքին ժամանակային կոնդենսատորի միացման համար
- ելք՝ ժամանակային ռեզիստորի միացման համար
- միկրոսխեմայի ընդհանուր ելքը, մինուս հզորությունը
- առաջին ելքային տրանզիստորի կոլեկտորային տերմինալը
- առաջին ելքային տրանզիստորի էմիտերային տերմինալը
- երկրորդ ելքային տրանզիստորի էմիտերային տերմինալը
- երկրորդ ելքային տրանզիստորի կոլեկտորային տերմինալը
- էլեկտրամատակարարման մուտքագրում
- մուտքագրում մեկ հարվածով կամ երկհարվածի գործառնական ռեժիմն ընտրելու համար
միկրոչիպեր - Ներկառուցված հղման լարման աղբյուրի ելքը 5 վոլտ
- երկրորդ սխալի համեմատիչի ինվերտային մուտքագրումը
- Երկրորդ սխալի համեմատիչի ոչ հակադարձ մուտքագրում
Ֆունկցիոնալ դիագրամի վրա դուք կարող եք տեսնել միկրոսխեմայի ներքին կառուցվածքը:
Ձախ կողմում գտնվող վերին երկու քորոցները նախատեսված են ներքին սղոցային լարման գեներատորի պարամետրերը սահմանելու համար, այստեղ պիտակավորված «Օսցիլյատոր»: Միկրոշրջանի բնականոն աշխատանքի համար արտադրողը խորհուրդ է տալիս օգտագործել 470 pF-ից մինչև 10 միկրոֆարադ հզորությամբ ժամանակի կարգավորիչ կոնդենսատոր և 1,8 կՕմ-ից մինչև 500 կՕհմ միջակայքից ժամանակային ռեզիստոր: Առաջարկվող աշխատանքային հաճախականության միջակայքը 1կՀց-ից մինչև 300կՀց է: Հաճախականությունը կարելի է հաշվարկել՝ օգտագործելով f = 1.1/RC բանաձեւը: Այսպիսով, գործառնական ռեժիմում մոտ 3 վոլտ ամպլիտուդով սղոցային լարումը առկա կլինի 5-րդ քորոցում: Տարբեր արտադրողների համար այն կարող է տարբերվել՝ կախված միկրոսխեմայի ներքին սխեմաների պարամետրերից:
Օրինակ, եթե մենք օգտագործում ենք 1nF կոնդենսատոր և 10kΩ դիմադրություն, ապա 5-րդ ելքում սղոցի լարման հաճախականությունը կլինի մոտավորապես f = 1.1 / (10000 * 0.000000001) = 110000 Հց: Հաճախականությունը կարող է տարբերվել, ըստ արտադրողի, + -3% -ով, կախված բաղադրիչների ջերմաստիճանի ռեժիմից:
Մահացած ժամանակի ճշգրտման մուտքագրում 4-ը նախատեսված է իմպուլսների միջև դադարը որոշելու համար: Մեռած ժամանակի համեմատիչը, որը գծապատկերում նշված է «Dead-time Control Comparator», թույլ կտա ելքային իմպուլսներ, եթե սղոցի լարումը ավելի բարձր է, քան 4-րդ մուտքի վրա կիրառվող լարումը: Այսպիսով, 0-ից 3 վոլտ լարում կիրառելով 4 մուտքի վրա: , կարող եք կարգավորել ելքային իմպուլսների աշխատանքային ցիկլը, այս դեպքում գործառնական ցիկլի առավելագույն տեւողությունը կարող է լինել 96% մեկ ցիկլի ռեժիմում եւ 48%, համապատասխանաբար, միկրոսխեմայի երկու ցիկլային ռեժիմում: Նվազագույն դադարն այստեղ սահմանափակվում է 3%-ով, որն ապահովվում է 0,1 վոլտ լարման ներկառուցված աղբյուրով։ Pin 3-ը նույնպես կարևոր է, և դրա վրա լարումը նույնպես դեր է խաղում ելքային իմպուլսների լուծման մեջ:
Նախագծված սարքը ընթացիկ և լարման ծանրաբեռնվածությունից պաշտպանելու համար կարող են օգտագործվել 1-ին և 2-րդ, ինչպես նաև սխալների համեմատիչների 15 և 16 կապերը: Եթե 1-ին կապի վրա կիրառվող լարումը դառնում է ավելի բարձր, քան 2-րդ պինդին, կամ 16-ի վրա կիրառվող լարումը դառնում է 15-ի վրա կիրառվող լարումը, ապա PWM Համեմատիչի մուտքը (փին 3) ազդանշան կստանա՝ արգելակելու ելքային իմպուլսները: Եթե այս համեմատիչները չեն նախատեսվում օգտագործել, ապա դրանք կարող են արգելափակվել՝ չշրջվող մուտքերը գետնին կարճացնելով, իսկ շրջվողները միացնելով հղման լարման աղբյուրին (փին 14):
Եզրակացություն 14-ը միկրոշրջանում ներկառուցված կայունացված 5 վոլտ հղման լարման աղբյուրի ելքն է: Այս քորոցը կարող է միացված լինել սխեմաներին, որոնք սպառում են մինչև 10 մԱ հոսանք, որոնք կարող են լինել լարման բաժանիչներ՝ պաշտպանական սխեմաների տեղադրման, փափուկ մեկնարկի կամ ֆիքսված կամ կարգավորվող իմպուլսի տևողությունը սահմանելու համար:
12-ին ամրացնելու համար միկրոսխեմայի մատակարարման լարումը 7-ից 40 վոլտ է: Որպես կանոն, օգտագործվում է կայունացված լարման 12 վոլտ: Կարևոր է բացառել ցանկացած միջամտություն հոսանքի միացումում:
Pin 13-ը պատասխանատու է միկրոսխեմայի աշխատանքային ռեժիմի համար: Եթե դրա վրա կիրառվի 5 վոլտ հղման լարում (14-րդ քորոցից), ապա միկրոսխեման կգործի հրում-քաշման ռեժիմում, իսկ ելքային տրանզիստորները կբացվեն հակափազային, իրենց հերթին, և յուրաքանչյուրի միացման հաճախականությունը: ելքային տրանզիստորները հավասար կլինեն սղոցի լարման հաճախականության կեսին 5-րդ կետում: Բայց եթե փակեք 13-րդ կապը մինուս էներգիայի մատակարարման վրա, ապա ելքային տրանզիստորները կաշխատեն զուգահեռ, իսկ հաճախականությունը հավասար կլինի սղոցի հաճախականությանը: 5-րդ կապում, այսինքն, գեներատորի հաճախականությունը:
Միկրոշրջանի ելքային տրանզիստորներից յուրաքանչյուրի (8,9,10,11 կապում) առավելագույն հոսանքը 250 մԱ է, սակայն արտադրողը խորհուրդ չի տալիս գերազանցել 200 մԱ-ը: Համապատասխանաբար, ելքային տրանզիստորների զուգահեռ աշխատանքի դեպքում (9-րդ կապը միացված է 10-ին, իսկ 8-ը միացված է 11-ին), հոսանքի առավելագույն թույլատրելի հոսանքը կլինի 500 մԱ, բայց ավելի լավ է չգերազանցել 400 մԱ-ը:
Նիկոլայ Պետրուշով
TL494, սա ի՞նչ «գազան» է։
TL494 (Texas Instruments) հավանաբար ամենատարածված PWM կարգավորիչն է, որի հիման վրա ստեղծվել են համակարգչային սնուցման աղբյուրների և տարբեր կենցաղային տեխնիկայի էներգիայի մասերի մեծ մասը:
Եվ այժմ այս միկրոսխեման բավականին տարածված է ռադիոսիրողների շրջանում, որոնք ներգրավված են անջատիչ սնուցման աղբյուրների կառուցման մեջ: Այս միկրոսխեմայի ներքին անալոգը M1114EU4 (KR1114EU4) է: Բացի այդ, տարբեր արտասահմանյան ընկերություններ արտադրում են այս միկրոսխեման տարբեր անվանումներով։ Օրինակ IR3M02 (Sharp), KA7500 (Samsung), MB3759 (Fujitsu): Դա նույն չիպն է:
Նրա տարիքը շատ ավելի երիտասարդ է, քան TL431-ը: Այն սկսեց արտադրվել Texas Instruments-ի կողմից ինչ-որ տեղ 90-ականների վերջին - 2000-ականների սկզբին:
Փորձենք միասին պարզել, թե դա ինչ է և ինչպիսի՞ «գազան» է: Մենք կդիտարկենք TL494 չիպը (Texas Instruments):
Այսպիսով, եկեք սկսենք նայելով, թե ինչ կա ներսում:
Բաղադրյալ.
Այն պարունակում է.
- սղոցային լարման գեներատոր (GPN);
- մեռած ժամանակի ճշգրտման համեմատիչ (DA1);
- PWM ճշգրտման համեմատիչ (DA2);
- սխալի ուժեղացուցիչ 1 (DA3), որն օգտագործվում է հիմնականում լարման համար.
- սխալի ուժեղացուցիչ 2 (DA4), որն օգտագործվում է հիմնականում ընթացիկ սահմանային ազդանշանով.
- կայուն հղման լարման աղբյուր (ION) 5 Վ-ում, արտաքին ելքով 14;
- ելքային փուլի կառավարման միացում.
Այնուհետև, իհարկե, մենք կդիտարկենք դրա բոլոր բաղադրիչները և կփորձենք պարզել, թե ինչի համար է այս ամենը և ինչպես է այն աշխատում, բայց նախ անհրաժեշտ կլինի տալ դրա գործառնական պարամետրերը (բնութագրերը):
| Ընտրանքներ | Min. | Մաքս. | Միավոր Փոփոխություն |
| V CC Մատակարարման լարումը | 7 | 40 | IN |
| V I Ուժեղացուցիչի մուտքային լարումը | -0,3 | VCC-2 | IN |
| V O Կոլեկտորի լարումը | 40 | IN | |
| Կոլեկտորի հոսանք (յուրաքանչյուր տրանզիստոր) | 200 | մԱ | |
| Հետադարձ հոսանք | 0,3 | մԱ | |
| f OSC Oscillator հաճախականությունը | 1 | 300 | կՀց |
| C T այլընտրանքային կոնդենսատոր | 0,47 | 10000 | nF |
| R T Գեներատորի դիմադրության դիմադրություն | 1,8 | 500 | կՕհմ |
| T A Աշխատանքային ջերմաստիճանը TL494C TL494I |
0 | 70 | °C |
| -40 | 85 | °C |
Դրա սահմանափակող բնութագրերը հետևյալն են.
Մատակարարման լարումը ..................................................... .....41 Վ
Ուժեղացուցիչի մուտքային լարումը...................................(Vcc+0.3)V
Կոլեկտորի ելքային լարումը..............................41 Վ
Կոլեկցիոների ելքային հոսանքը ..................................................... .....250 մԱ
Էլեկտրաէներգիայի ընդհանուր սպառումը շարունակական ռեժիմում....1Վտ
Միկրոշրջանի քորոցների գտնվելու վայրը և նպատակը:
Եզրակացություն 1
Սա սխալի ուժեղացուցիչ 1-ի ոչ շրջվող (դրական) մուտքն է:
Եթե դրա վրա մուտքային լարումը ավելի ցածր է, քան 2-րդ պտուտակի լարումը, ապա այս սխալի ուժեղացուցիչ 1-ի ելքում լարում չի լինի (ելքը ցածր կլինի) և դա որևէ ազդեցություն չի ունենա լայնության վրա (աշխատանքային ցիկլ) ելքային իմպուլսների մասին:
Եթե այս պինդում լարումը ավելի բարձր է, քան 2-րդ, ապա լարումը կհայտնվի այս ուժեղացուցիչ 1-ի ելքում (ուժեղացուցիչ 1-ի ելքը կունենա բարձր մակարդակ) և ելքային իմպուլսների լայնությունը (աշխատանքային ցիկլը) կնվազի ավելին, այնքան բարձր է այս ուժեղացուցիչի ելքային լարումը (առավելագույնը 3,3 վոլտ):
Եզրակացություն 2
Սա սխալի ուժեղացուցիչ 1-ի հակադարձ (բացասական) մուտքն է:
Եթե այս փին մուտքային լարումը 1-ից բարձր է, ապա ուժեղացուցիչի ելքում լարման սխալ չի լինի (ելքը ցածր կլինի) և դա չի ազդի ելքային իմպուլսների լայնության (աշխատանքային ցիկլի) վրա:
Եթե այս փինում լարումը ավելի ցածր է, քան 1-ին, ուժեղացուցիչի ելքը բարձր կլինի:
Սխալների ուժեղացուցիչը սովորական օպերացիոն ուժեղացուցիչ է, որի հզորությունը հաստատուն լարման համար = 70..95 դԲ է, (Ku = 1 350 կՀց հաճախականությամբ): Op-amp-ի մուտքային լարման միջակայքը տարածվում է -0.3V-ից մինչև մատակարարման լարման մինուս 2V: Այսինքն, առավելագույն մուտքային լարումը պետք է լինի առնվազն երկու վոլտ ցածր, քան մատակարարման լարումը:
Եզրակացություն 3
Սրանք 1-ին և 2-րդ սխալ ուժեղացուցիչների ելքերն են, որոնք միացված են այս ելքին դիոդների միջոցով (OR միացում): Եթե ցանկացած ուժեղացուցիչի ելքի վրա լարումը փոխվում է ցածրից բարձր, ապա 3-րդ կետում այն նույնպես բարձրանում է:
Եթե այս քորոցում լարումը գերազանցում է 3,3 Վ-ը, ապա միկրոսխեմայի ելքի իմպուլսները անհետանում են (զրոյական աշխատանքային ցիկլ):
Եթե այս փինում լարումը մոտ է 0 Վ-ին, ապա ելքային իմպուլսների տեւողությունը (աշխատանքային ցիկլը) կլինի առավելագույնը:
Փին 3-ը սովորաբար օգտագործվում է ուժեղացուցիչներին հետադարձ կապ ապահովելու համար, բայց անհրաժեշտության դեպքում, 3-ը կարող է օգտագործվել նաև որպես մուտքագրում՝ զարկերակային լայնության տատանումներ ապահովելու համար:
Եթե դրա վրա լարումը բարձր է (> ~ 3,5 Վ), ապա MS-ի ելքում իմպուլսներ չեն լինի: Էլեկտրամատակարարումը ոչ մի դեպքում չի սկսվի։
Եզրակացություն 4
Այն վերահսկում է «մեռած» ժամանակի փոփոխության միջակայքը (անգլ. Dead-Time Control), սկզբունքորեն սա նույն աշխատանքային ցիկլն է։
Եթե դրա վրա լարումը մոտ է 0 Վ-ին, ապա միկրոսխեմայի ելքը կունենա ինչպես նվազագույն հնարավոր, այնպես էլ առավելագույն իմպուլսային լայնություններ, որոնք համապատասխանաբար կարող են սահմանվել այլ մուտքային ազդանշաններով (սխալների ուժեղացուցիչներ, փին 3):
Եթե այս քորոցում լարումը մոտ 1,5 Վ է, ապա ելքային իմպուլսների լայնությունը կլինի դրանց առավելագույն լայնության 50%-ի սահմաններում:
Եթե այս փինում լարումը գերազանցում է 3,3 Վ-ը, ապա MS-ի ելքում իմպուլսներ չեն լինի: Էլեկտրամատակարարումը ոչ մի դեպքում չի սկսվի։
Բայց չպետք է մոռանալ, որ «մեռած» ժամանակի ավելացմամբ, PWM ճշգրտման միջակայքը կնվազի:
Փոփոխելով լարումը 4-րդ պինում՝ դուք կարող եք սահմանել «մեռած» ժամանակի ֆիքսված լայնությունը (R-R բաժանարար), կիրառել փափուկ մեկնարկի ռեժիմ PSU-ում (R-C շղթա), ապահովել MS-ի (բանալին) հեռակառավարման անջատում և կարող է նաև օգտագործել այս փին որպես գծային հսկիչ մուտքագրում:
Եկեք դիտարկենք (անտեղյակների համար), թե ինչ է «մեռած» ժամանակը և ինչի համար է այն։
Երբ աշխատում է հոսանքի սնուցման միացում, իմպուլսները հերթափոխով սնվում են միկրոսխեմայի ելքերից մինչև ելքային տրանզիստորների հիմքերը (դարպասները): Քանի որ ցանկացած տրանզիստոր իներցիոն տարր է, այն չի կարող ակնթարթորեն փակվել (բացվել), երբ ազդանշանը հեռացվում է (կիրառվում) ելքային տրանզիստորի բազայից (դարպասից): Եվ եթե իմպուլսները կիրառվեն ելքային տրանզիստորների վրա առանց «մեռած» ժամանակի (այսինքն՝ մեկից զարկերակ է հանվում և անմիջապես կիրառվում երկրորդի վրա), կարող է գալ մի պահ, երբ մի տրանզիստորը ժամանակ չունենա փակվելու, իսկ երկրորդը արդեն բացվել է. Այնուհետև ամբողջ հոսանքը (կոչվում է հոսանքի միջով) կհոսի երկու բաց տրանզիստորների միջով՝ շրջանցելով բեռը (տրանսֆորմատորի ոլորուն), և քանի որ այն ոչնչով չի սահմանափակվի, ելքային տրանզիստորները ակնթարթորեն կխափանվեն:
Որպեսզի դա տեղի չունենա, անհրաժեշտ է մեկ իմպուլսի ավարտից հետո և մինչև հաջորդի մեկնարկը, որոշակի ժամանակ է անցել, որը բավարար է ելքային տրանզիստորի հուսալի փակման համար, որի մուտքից հանվել է կառավարման ազդանշանը:
Այս ժամանակը կոչվում է «մեռած» ժամանակ:
Այո, նույնիսկ եթե նայեք միկրոսխեմայի կազմով նկարին, մենք տեսնում ենք, որ 4-րդ պտուտակը միացված է մեռած ժամանակի ճշգրտման համեմատիչի (DA1) մուտքին 0,1-0,12 Վ լարման աղբյուրի միջոցով: Ինչու՞ է դա արվում:
Սա պարզապես արվում է այնպես, որ ելքային իմպուլսների առավելագույն լայնությունը (աշխատանքային ցիկլը) երբեք հավասար չէ 100%-ի՝ ապահովելու ելքային (ելքային) տրանզիստորների անվտանգ աշխատանքը:
Այսինքն, եթե դուք «դնում» եք 4-րդ քորոցը ընդհանուր մետաղալարի վրա, ապա DA1 համեմատիչի մուտքում դեռ զրոյական լարում չի լինի, բայց կլինի հենց այս արժեքի լարումը (0,1-0,12 Վ) և իմպուլսներ: սղոցային լարման գեներատորը (GPN) կհայտնվի միկրոսխեմայի ելքում միայն այն դեպքում, երբ դրանց ամպլիտուդը 5-րդ քորոցում գերազանցի այս լարումը: Այսինքն՝ միկրոսխեման ունի ելքային իմպուլսների ֆիքսված առավելագույն աշխատանքային ցիկլի շեմ, որը չի գերազանցի 95-96%-ը ելքային փուլի մեկ ցիկլի աշխատանքի համար, իսկ 47,5-48%-ը՝ ելքի երկու ցիկլի աշխատանքի համար։ փուլ.
Եզրակացություն 5
Սա GPN-ի ելքն է, այն նախատեսված է նրան միացնելու Ct ժամանակի կարգավորիչ կոնդենսատորը, որի երկրորդ ծայրը միացված է ընդհանուր մետաղալարին։ Դրա հզորությունը սովորաբար ընտրվում է 0,01 μF-ից մինչև 0,1 μF, կախված PWM կարգավորիչի FPG իմպուլսների ելքային հաճախականությունից: Որպես կանոն, այստեղ օգտագործվում են բարձրորակ կոնդենսատորներ:
GPN-ի ելքային հաճախականությունը պարզապես կարելի է վերահսկել այս փինով: Գեներատորի ելքային լարման միջակայքը (ելքային իմպուլսների ամպլիտուդը) ինչ-որ տեղ 3 վոլտ է:
Եզրակացություն 6
Այն նաև GPN-ի ելքն է, որը նախատեսված է ժամանակի կարգավորող Rt ռեզիստորը միացնելու համար, որի երկրորդ ծայրը միացված է ընդհանուր լարին:
Rt-ի և Ct-ի արժեքները որոշում են GPN-ի ելքային հաճախականությունը և հաշվարկվում են մեկ ցիկլի գործողության բանաձևով.
Հրում-քաշման գործողության ռեժիմի համար բանաձևն ունի հետևյալ ձևը.
Այլ ընկերությունների PWM կարգավորիչների համար հաճախականությունը հաշվարկվում է նույն բանաձևով, բացառությամբ, որ 1 թիվը պետք է փոխվի 1.1-ի:
Եզրակացություն 7
Այն միանում է PWM կարգավորիչի սարքի միացման ընդհանուր լարին:
Եզրակացություն 8
Միկրոշրջանն ունի ելքային փուլ երկու ելքային տրանզիստորներով, որոնք նրա ելքային բանալիներն են: Այս տրանզիստորների կոլեկտորի և թողարկիչի տերմինալները անվճար են, և, հետևաբար, կախված կարիքից, այդ տրանզիստորները կարող են ներառվել շղթայի մեջ՝ աշխատելու և՛ ընդհանուր թողարկիչի, և՛ ընդհանուր կոլեկտորի հետ:
Կախված 13-րդ պտուտակի լարումից, այս ելքային փուլը կարող է գործել և՛ հրում-քաշման, և՛ մեկ ցիկլով աշխատանքի ժամանակ: Մեկ ցիկլի շահագործման դեպքում այս տրանզիստորները կարող են զուգահեռաբար միանալ բեռի հոսանքը մեծացնելու համար, ինչը սովորաբար արվում է:
Այսպիսով, պին 8-ը տրանզիստորի 1-ի կոլեկտորային փինն է:
Եզրակացություն 9
Սա տրանզիստոր 1-ի էմիտերային տերմինալն է:
Եզրակացություն 10
Սա տրանզիստոր 2-ի էմիտերային տերմինալն է:
Եզրակացություն 11
Սա տրանզիստոր 2-ի կոլեկտորն է:
Եզրակացություն 12
TL494CN սնուցման «պլյուսը» միացված է այս փինին:
Եզրակացություն 13
Սա ելք է ելքային փուլի գործառնական ռեժիմի ընտրության համար: Եթե այս քորոցը միացված է գետնին, ելքային փուլը կգործի միակողմանի ռեժիմով: Տրանզիստորային անջատիչների ելքերի ելքային ազդանշանները նույնը կլինեն:
Եթե այս քորոցին կիրառեք +5 Վ լարում (միացրեք 13 և 14 կապերը միմյանց), ապա ելքային ստեղները կաշխատեն հրում-քաշման ռեժիմում: Տրանզիստորային անջատիչների տերմինալների ելքային ազդանշանները դուրս կգան փուլից, իսկ ելքային իմպուլսների հաճախականությունը կկազմի կեսը:
Եզրակացություն 14
Սա ախոռի ելքն է ԵՎաղբյուր ՄԱՍԻՆպոռնո Հլարում (ION), +5 Վ ելքային լարմամբ և մինչև 10 մԱ ելքային հոսանքով, որը կարող է օգտագործվել որպես սխալի ուժեղացուցիչների համեմատության հղում և այլ նպատակներով։
Եզրակացություն 15
Այն աշխատում է ճիշտ այնպես, ինչպես քորոց 2-ը: Եթե սխալի երկրորդ ուժեղացուցիչը չի օգտագործվում, ապա 15-րդ փին պարզապես միացված է 14-րդ կապին (+5V հղում):
Եզրակացություն 16
Այն աշխատում է նույն կերպ, ինչ կապում 1. Եթե սխալի երկրորդ ուժեղացուցիչը չի օգտագործվում, ապա այն սովորաբար միացված է ընդհանուր մետաղալարին (փին 7):
Եթե 15-րդ կապը միացված է +5V-ին, և 16-ը միացված է գետնին, երկրորդ ուժեղացուցիչից ելքային լարում չկա, ուստի այն չի ազդում չիպի աշխատանքի վրա:
Միկրոշրջանի շահագործման սկզբունքը.
Այսպիսով, ինչպես է աշխատում TL494 PWM կարգավորիչը:
Վերևում մենք մանրամասն ուսումնասիրեցինք այս միկրոսխեմայի քորոցների նպատակը և ինչ գործառույթ են նրանք կատարում:
Եթե այս ամենը ուշադիր վերլուծվի, ապա այս ամենից պարզ է դառնում, թե ինչպես է աշխատում այս չիպը։ Բայց ես ևս մեկ անգամ շատ հակիրճ նկարագրեմ դրա աշխատանքի սկզբունքը։
Երբ միկրոսխեման սովորաբար միացված է և էլեկտրաէներգիան մատակարարվում է դրան (մինուս 7-ին, գումարած 12-րդ պինին), GPN-ն սկսում է արտադրել սղոցային իմպուլսներ մոտ 3 վոլտ ամպլիտուդով, որոնց հաճախականությունը կախված է C-ից և R-ից: միացված է միկրոսխեմայի 5-րդ և 6-րդ կապանքներին:
Եթե հսկիչ ազդանշանների արժեքը (3 և 4 կապում) 3 վոլտից պակաս է, ապա միկրոշրջանի ելքային ստեղների վրա հայտնվում են ուղղանկյուն իմպուլսներ, որոնց լայնությունը (աշխատանքային ցիկլը) կախված է կապում հսկիչ ազդանշանների արժեքից: 3 և 4.
Այսինքն, միկրոսխեման համեմատում է Ct (C1) կոնդենսատորի դրական սղոցի լարումը երկու հսկիչ ազդանշաններից որևէ մեկի հետ:
VT1 և VT2 ելքային տրանզիստորները կառավարելու տրամաբանական սխեմաները դրանք բացում են միայն այն դեպքում, երբ սղոցների լարման լարումը ավելի բարձր է, քան հսկիչ ազդանշանները: Եվ որքան մեծ է այս տարբերությունը, այնքան ավելի լայն է ելքային զարկերակը (ավելի շատ աշխատանքային ցիկլ):
Հսկիչ լարումը 3-րդ քորոցում, իր հերթին, կախված է օպերացիոն ուժեղացուցիչների (սխալ ուժեղացուցիչների) մուտքերի ազդանշաններից, որոնք իրենց հերթին կարող են վերահսկել PSU-ի ելքային լարումը և ելքային հոսանքը:
Այսպիսով, ցանկացած հսկիչ ազդանշանի արժեքի աճը կամ նվազումը առաջացնում է, համապատասխանաբար, միկրոշրջանի ելքերում լարման իմպուլսների լայնության գծային նվազում կամ աճ:
Որպես կառավարման ազդանշաններ, ինչպես նշվեց վերևում, կարող են օգտագործվել լարումը 4-րդ պինդից (մեռած ժամանակի հսկողություն), սխալի ուժեղացուցիչների մուտքերը կամ հետադարձ ազդանշանի մուտքագրումը անմիջապես 3-րդ կապից:
Տեսությունը, ինչպես ասում են, տեսություն է, բայց այս ամենը գործնականում տեսնելն ու «զգալը» շատ ավելի լավ կլինի, ուստի եկեք հավաքենք հետևյալ սխեման հացատախտակի վրա և տեսնենք, թե ինչպես է այդ ամենն աշխատում։
Ամենահեշտ և ամենաարագ ճանապարհն այն է, որ այդ ամենը միացնենք հացի տախտակի վրա: Այո, ես տեղադրել եմ KA7500 չիպը: Ես միկրոշրջանի «13» ելքը դրեցի ընդհանուր մետաղալարի վրա, այսինքն՝ մեր ելքային ստեղները կաշխատեն մեկ ցիկլով (տրանզիստորների վրա ազդանշանները նույնը կլինեն), և ելքային իմպուլսների կրկնության արագությունը կհամապատասխանի։ GPN-ի սղոցային լարման հաճախականությանը:
Ես միացրի օսցիլոսկոպը հետևյալ փորձարկման կետերին.
- Առաջին ճառագայթը, որը կապում է «4», վերահսկելու DC լարումը այս կապում: Գտնվում է էկրանի կենտրոնում զրոյական գծի վրա: Զգայունություն - 1 վոլտ մեկ բաժանման համար;
- Երկրորդ ճառագայթը դեպի «5» ելքը, GPN-ի սղոցի լարումը վերահսկելու համար: Այն գտնվում է նաև զրոյական գծի վրա (երկու ճառագայթները համակցված են) օքսիլոսկոպի կենտրոնում և նույն զգայունությամբ.
- Երրորդ ճառագայթը դեպի միկրոսխեմայի ելքը դեպի «9» ելքը, միկրոսխեմայի ելքի վրա իմպուլսները վերահսկելու համար: Ճառագայթի զգայունությունը 5 վոլտ է մեկ բաժանման համար (0,5 վոլտ, գումարած բաժանարարը 10-ով): Գտնվում է օսցիլոսկոպի էկրանի ներքևի մասում:
Մոռացա ասել, որ միկրոսխեմայի ելքային ստեղները միացված են ընդհանուր կոլեկտորին։ Այսինքն՝ ըստ էմիտերի հետևորդների սխեմայի։ Ինչու՞ կրկնող: Քանի որ տրանզիստորի էմիտերի ազդանշանը ճշգրտորեն կրկնում է բազային ազդանշանը, որպեսզի մենք կարողանանք ամեն ինչ պարզ տեսնել:
Եթե դուք հեռացնում եք ազդանշանը տրանզիստորի կոլեկտորից, ապա այն կշրջվի (շրջվի) բազային ազդանշանի նկատմամբ:
Մենք էներգիա ենք մատակարարում միկրոսխեմային և տեսնում ենք, թե ինչ ունենք ելքերի վրա:
Չորրորդ ոտքի վրա մենք ունենք զրո (հարմարիչի սահիչը գտնվում է ամենացածր դիրքում), առաջին ճառագայթը գտնվում է էկրանի կենտրոնում գտնվող զրոյական գծի վրա: Սխալների ուժեղացուցիչները նույնպես չեն աշխատում:
Հինգերորդ ոտքի վրա մենք տեսնում ենք GPN-ի սղոցի լարումը (երկրորդ ճառագայթ), 3 վոլտից մի փոքր ավելի ամպլիտուդով:
Միկրոշրջանի ելքում (փին 9) մենք տեսնում ենք ուղղանկյուն իմպուլսներ մոտ 15 վոլտ ամպլիտուդով և առավելագույն լայնությամբ (96%): Էկրանի ներքևի կետերը պարզապես աշխատանքային ցիկլի ֆիքսված շեմ են: Այն ավելի լավ տեսանելի դարձնելու համար միացրեք օսցիլոսկոպի վրա ձգվող հատվածը:
Դե, հիմա դուք կարող եք դա ավելի լավ տեսնել: Սա հենց այն ժամանակն է, երբ իմպուլսի ամպլիտուդը իջնում է զրոյի, և ելքային տրանզիստորը փակվում է այս կարճ ժամանակով: Զրոյական մակարդակ այս ճառագայթի համար էկրանի ներքևում:
Դե, եկեք լարումը ավելացնենք 4-րդ կապին և տեսնենք, թե ինչ ենք ստանում:
«4» պտուտակի վրա, հարմարվողական ռեզիստորով, ես դրեցի 1 վոլտ մշտական լարում, առաջին ճառագայթը բարձրացավ մեկ բաժանմամբ (ուղիղ գիծ օսցիլոսկոպի էկրանին): Ի՞նչ ենք մենք տեսնում։ Մեռած ժամանակը ավելացել է (հերթական ցիկլը նվազել է), այն էկրանի ներքևի մասում կետավոր գիծ է: Այսինքն, ելքային տրանզիստորը որոշ ժամանակով փակ է հենց իմպուլսի տևողության կեսը:
Եկեք ավելացնենք ևս մեկ վոլտ թյունինգային ռեզիստորով միկրոսխեմայի «4» պինդին:
Մենք տեսնում ենք, որ առաջին ճառագայթը բարձրացել է մեկ բաժանում, ելքային իմպուլսների տեւողությունը դարձել է էլ ավելի կարճ (ամբողջ իմպուլսի տևողության 1/3-ը), իսկ մեռած ժամանակը (ելքային տրանզիստորի փակման ժամանակը) աճել է մինչև երկու երրորդ. Այսինքն, պարզ երևում է, որ միկրոսխեմայի տրամաբանությունը համեմատում է GPN ազդանշանի մակարդակը կառավարման ազդանշանի մակարդակի հետ, և ելք է անցնում միայն այն GPN ազդանշանին, որի մակարդակը բարձր է կառավարման ազդանշանից։
Ավելի պարզ դարձնելու համար միկրոսխեմայի ելքային իմպուլսների տեւողությունը (լայնությունը) կլինի նույնը, ինչ սղոցային լարման ելքային իմպուլսների տեւողությունը (լայնությունը), որոնք բարձր են հսկիչ ազդանշանի մակարդակից (ուղիղ գծի վերևում) օսցիլոսկոպի էկրան):
Շարունակեք, ևս մեկ վոլտ ավելացրեք միկրոսխեմայի «4»-ին: Ի՞նչ ենք մենք տեսնում։ Միկրոշրջանի ելքի մոտ շատ կարճ իմպուլսները լայնությամբ մոտավորապես նույնն են, ինչ սղոցի լարման վերին մասի ուղիղ գծից դուրս ցցվածները: Միացրեք օսցիլոսկոպի վրա ձգվող հատվածը, որպեսզի զարկերակը ավելի լավ տեսանելի լինի:
Այստեղ մենք տեսնում ենք կարճ զարկերակ, որի ընթացքում ելքային տրանզիստորը բաց կլինի, իսկ մնացած ժամանակը (էկրանի վրա գտնվող ստորին գիծը) կփակվի:
Դե, եկեք փորձենք էլ ավելի բարձրացնել լարումը «4» քորոցում: Մենք լարումը դրեցինք ելքի վրա հարմարվողական ռեզիստորով GPN-ի սղոցային լարման մակարդակից բարձր:
Դե, վերջ, PSU-ն կդադարի աշխատել մեզ մոտ, քանի որ ելքը լրիվ «հանգիստ է»։ Ելքային իմպուլսներ չկան, քանի որ «4» հսկիչի վրա մենք ունենք 3,3 վոլտից ավելի կայուն լարման մակարդակ:
Բացարձակապես նույն բանը տեղի կունենա, եթե դուք կիրառեք հսկիչ ազդանշան «3»-ի վրա կամ ինչ-որ սխալի ուժեղացուցիչի վրա: Եթե դուք հետաքրքրված եք, կարող եք ստուգել այն ինքներդ: Ընդ որում, եթե հսկիչ ազդանշաններն անմիջապես լինեն բոլոր կառավարման ելքերի վրա, կառավարեք միկրոսխեման (գերակայում է), այդ հսկիչ ելքից ազդանշան կլինի, որի ամպլիտուդն ավելի մեծ է։
Դե, եկեք փորձենք անջատել «13» ելքը ընդհանուր մետաղալարից և միացնել այն «14» ելքին, այսինքն՝ միացնել ելքային ստեղների գործառնական ռեժիմը մեկ ցիկլից դեպի կրկնակի ցիկլ: Եկեք տեսնենք, թե ինչ կարող ենք անել:
Հարմարիչով մենք կրկին զրոյի ենք հասցնում լարումը «4» քորոցում: Մենք միացնում ենք հոսանքը: Ի՞նչ ենք մենք տեսնում։
Միկրոշրջանի ելքում կան նաև առավելագույն տեւողությամբ ուղղանկյուն իմպուլսներ, սակայն դրանց կրկնության արագությունը դարձել է սղոցային իմպուլսների հաճախականության կեսը։
Նույն իմպուլսները կլինեն միկրոսխեմայի երկրորդ առանցքային տրանզիստորի վրա (փին 10), միայն այն տարբերությամբ, որ դրանք ժամանակի ընթացքում դրանց համեմատ կփոխվեն 180 աստիճանով:
Գոյություն ունի նաև աշխատանքային ցիկլի առավելագույն շեմ (2%): Այժմ այն չի երևում, պետք է միացնել օսցիլոսկոպի 4-րդ ճառագայթը և համատեղել երկու ելքային ազդանշանները։ Չորրորդ զոնդը ձեռքի տակ չէ, ուստի ես դա չեմ արել: Ով ուզում է, ստուգեք ինքներդ՝ համոզվելու համար:
Այս ռեժիմում միկրոսխեման աշխատում է ճիշտ այնպես, ինչպես մեկ ցիկլային ռեժիմում, միայն այն տարբերությամբ, որ այստեղ ելքային իմպուլսների առավելագույն տեւողությունը չի գերազանցի ընդհանուր իմպուլսի տեւողության 48%-ը:
Այսպիսով, մենք երկար ժամանակ չենք դիտարկի այս ռեժիմը, այլ պարզապես տեսնենք, թե ինչպիսի իմպուլսներ կունենանք երկու վոլտ «4» պինդ լարման դեպքում:
Մենք բարձրացնում ենք լարումը թյունինգային ռեզիստորով: Ելքային իմպուլսների լայնությունը նվազել է մինչև զարկերակային ընդհանուր տևողության 1/6-ը, այսինքն՝ նաև ուղիղ երկու անգամ ավելի, քան ելքային անջատիչների աշխատանքի մեկ ցիկլի ռեժիմում (1/3 անգամ այնտեղ):
Երկրորդ տրանզիստորի ելքի վրա (փին 10) կլինեն նույն իմպուլսները, որոնք ժամանակի ընթացքում կփոխվեն միայն 180 աստիճանով:
Դե, սկզբունքորեն, մենք վերլուծել ենք PWM կարգավորիչի աշխատանքը:
Ավելին՝ «4» եզրակացության մասին։ Ինչպես նշվեց ավելի վաղ, այս քորոցը կարող է օգտագործվել էլեկտրամատակարարման «փափուկ» մեկնարկի համար: Ինչպե՞ս կազմակերպել այն:
Շատ պարզ. Դա անելու համար միացեք ելքային «4» RC շղթային: Ահա դիագրամի հատվածի օրինակ.
Ինչպե՞ս է այստեղ աշխատում «փափուկ մեկնարկը»: Եկեք նայենք դիագրամին: C1 կոնդենսատորը միացված է ION-ին (+5 վոլտ) R5 ռեզիստորի միջոցով:
Երբ հոսանք է կիրառվում միկրոսխեմայի վրա (փին 12), 14-րդ պտուտակի վրա հայտնվում է +5 վոլտ: C1 կոնդենսատորը սկսում է լիցքավորվել: Կոնդենսատորի լիցքավորման հոսանքը հոսում է R5 ռեզիստորի միջով, այն միացնելու պահին առավելագույնն է (կոնդենսատորը լիցքաթափվում է) և դիմադրության վրա տեղի է ունենում 5 վոլտ լարման անկում, որը կիրառվում է «4» ելքի վրա: Այս լարումը, ինչպես արդեն փորձով պարզել ենք, արգելում է իմպուլսների անցումը միկրոսխեմայի ելք։
Քանի որ կոնդենսատորը լիցքավորվում է, լիցքավորման հոսանքը նվազում է, և դիմադրության վրա լարման անկումը համապատասխանաբար նվազում է: «4» պտուտակի լարումը նույնպես նվազում է, և միկրոսխեմայի ելքում սկսում են առաջանալ իմպուլսներ, որոնց տևողությունը աստիճանաբար մեծանում է (քանի որ կոնդենսատորը լիցքավորվում է): Երբ կոնդենսատորը լիովին լիցքավորվում է, լիցքավորման հոսանքը դադարում է, «4» պտուտակի լարումը մոտենում է զրոյին, իսկ «4» պտուտակն այլևս չի ազդում ելքային իմպուլսների տևողության վրա: Էլեկտրամատակարարումը անցնում է իր աշխատանքային ռեժիմին:
Բնականաբար, դուք կռահեցիք, որ PSU-ի մեկնարկի ժամանակը (դրա ելքը դեպի աշխատանքային ռեժիմ) կախված կլինի դիմադրության և կոնդենսատորի արժեքից, և դրանք ընտրելով հնարավոր կլինի կարգավորել այս ժամանակը:
Դե, սա հակիրճ ամբողջ տեսությունն ու պրակտիկան է, և այստեղ առանձնապես բարդ բան չկա, և եթե դուք հասկանում և հասկանում եք այս PWM-ի աշխատանքը, ապա ձեզ համար դժվար չի լինի հասկանալ և հասկանալ մյուս PWM-ների աշխատանքը:
Բոլորիդ հաջողություն եմ մաղթում։
ԱՇԽԱՏԱՆՔԱՅԻՆ ՍԿԶԲՈՒՆՔ TL494
ԱՎՏՈՄԵՔԵՆԱՅԻ ԼԱՐՄԱՆ ԿՈՆՎԵՐՏՈՐՆԵՐԻ ՕՐԻՆԱԿՈՎ
TL494-ը իրականում արդեն լեգենդար միկրոսխեմա է էլեկտրամատակարարման միացման համար: Ոմանք, իհարկե, կարող են առարկել, որ այժմ արդեն կան ավելի նոր, ավելի առաջադեմ PWM կարգավորիչներ, և ի՞նչ իմաստ ունի խառնաշփոթել այս աղբի հետ: Անձամբ ես միայն մի բան կարող եմ ասել սրա մասին՝ Լև Տոլստոյն ընդհանրապես գրել է ձեռքով և ինչպես ինքն է գրել։ Բայց ձեր համակարգչում երկու հազար տասներեքերորդ Word-ի առկայությունը նույնիսկ չի դրդել որևէ մեկին գրել գոնե նորմալ պատմություն: Դե, լավ, ովքեր հետաքրքրված են ավելի հեռուն նայելով, ովքեր ոչ, ամենայն բարիք:
Ես ուզում եմ անմիջապես ամրագրել. մենք կխոսենք Texas Instruments-ի կողմից արտադրված TL494-ի մասին: Փաստն այն է, որ այս կարգավորիչն ունի հսկայական թվով անալոգներ, որոնք արտադրվում են տարբեր գործարանների կողմից, և չնայած դրանց բլոկային դիագրամը ՇԱՏ նման է, դրանք դեռ նույն միկրոսխեմաները չեն. . Այսպիսով, փոխարինելուց հետո ՄԻՇՏ կրկնակի ստուգեք վերանորոգվող էլեկտրամատակարարման պարամետրերը. ես անձամբ ոտք դրեցի այս փոցխի վրա:
Դե, դա ասացվածք էր, և այստեղ սկսվում է հեքիաթը. Ահա TL494-ի բլոկային դիագրամը հենց Texas Instruments-ից: Եթե ուշադիր նայեք, դրա մեջ այնքան էլ շատ լցոնումներ չկան, այնուամենայնիվ, ֆունկցիոնալ միավորների այս համադրությունն էր, որը թույլ տվեց այս վերահսկիչին հսկայական ժողովրդականություն ձեռք բերել կոպեկի գնով:
Միկրոսխեմաները արտադրվում են ինչպես սովորական DIP փաթեթներով, այնպես էլ հարթ փաթեթներով՝ մակերեսային մոնտաժման համար: Պինաուտը երկու դեպքում էլ նույնն է: Անձամբ ես իմ կուրության պատճառով նախընտրում եմ աշխատել հին ձևով՝ սովորական դիմադրիչներ, DIP փաթեթներ և այլն։
Մենք լարում ենք մատակարարում յոթերորդ և տասներկուերորդ ելքերին, յոթերորդ MINUS-ին, լավ, կամ COMMON-ին, տասներկուերորդ PLUS-ին: Մատակարարման լարման միջակայքը բավականին մեծ է՝ հինգից մինչև քառասուն վոլտ: Պարզության համար միկրոսխեման կապված է պասիվ տարրերով, որոնք սահմանում են նրա աշխատանքի ռեժիմները: Դե, ինչի համար է նախատեսված, ինչի համար պարզ կլինի, քանի որ միկրոսխեման գործարկվում է: Այո, այո, հենց սկիզբը, քանի որ միկրոսխեման չի սկսում աշխատել անմիջապես, երբ հոսանք է մտնում: Դե, առաջին բաները:
Այսպիսով, երբ հոսանքը միացված է, իհարկե, լարումը անմիջապես չի հայտնվի TL494-ի տասներկուերորդ ելքի վրա. որոշ ժամանակ կպահանջվի էներգիայի ֆիլտրի կոնդենսատորները լիցքավորելու համար, իսկ իրական էներգիայի աղբյուրի հզորությունը, իհարկե, կազմում է: ոչ անսահման. Այո, այս գործընթացը բավականին հպանցիկ է, բայց այն դեռ գոյություն ունի. մատակարարման լարումը որոշակի ժամանակահատվածում ավելանում է զրոյից մինչև անվանական արժեք: Ենթադրենք, որ մենք ունենք անվանական սնուցման լարում 15 վոլտ, և այն կիրառել ենք կարգավորիչի տախտակի վրա։
DA6 կայունացուցիչի ելքի լարումը գրեթե հավասար կլինի ամբողջ միկրոսխեմայի մատակարարման լարմանը, մինչև հիմնական սնուցման աղբյուրը հասնի կայունացման լարման: Մինչ այն 3,5 վոլտից ցածր է, DA7 համեմատիչի ելքը կլինի տրամաբանական մեկ մակարդակի վրա, քանի որ այս համեմատիչը վերահսկում է ներքին հղման լարման արժեքը: Այս տրամաբանական միավորը սնվում է OR DD1 տրամաբանական տարրին: ԿԱՄ տրամաբանական տարրի գործողության սկզբունքն այն է, որ եթե նրա մուտքերից գոնե մեկն ունի տրամաբանական միավոր, ելքը կլինի մեկ, այսինքն. եթե միավորը գտնվում է առաջին մուտքում ԿԱՄ երկրորդում, ԿԱՄ երրորդ ԿԱՄ չորրորդում, ապա DD1-ի ելքը կլինի մեկը, իսկ թե ինչ կլինի մյուս մուտքերում, նշանակություն չունի: Այսպիսով, եթե սնուցման լարումը 3,5 վոլտից ցածր է, DA7-ն արգելափակում է ժամացույցի ազդանշանի անցումը հետագա, և միկրոսխեմայի ելքերում ոչինչ չի պատահում. հսկիչ իմպուլսներ չկան:
Այնուամենայնիվ, հենց որ սնուցման լարումը գերազանցում է 3,5 վոլտը, լարումը շրջվող մուտքի մոտ դառնում է ավելի մեծ, քան ոչ ինվերտացողի մոտ, և համեմատիչը իր ելքային լարումը փոխում է տրամաբանական զրոյի՝ դրանով իսկ հեռացնելով արգելափակման առաջին փուլը:
Երկրորդ արգելափակման փուլը վերահսկվում է DA5 համեմատիչով, որը վերահսկում է մատակարարման լարումը, մասնավորապես դրա արժեքը 5 վոլտ, քանի որ ներքին DA6 կայունացուցիչը չի կարող ավելի մեծ լարում արտադրել, քան իր մուտքում: Հենց որ սնուցման լարումը գերազանցի 5 վոլտը, այն ավելի մեծ կդառնա շրջող մուտքի DA5-ում, քանի որ ոչ շրջվող մուտքում այն սահմանափակվում է zener դիոդի VDvn5 կայունացման լարմամբ: Համեմատիչ DA5-ի ելքի վրա լարումը հավասար կլինի տրամաբանական զրոյի և հասնելով մուտքային DD1, երկրորդ արգելափակման փուլը հանվում է:
5 վոլտ ներքին հղման լարումը օգտագործվում է նաև միկրոսխեմայի ներսում և դուրս է գալիս դրանից դուրս՝ 14-րդ քորոցով: Ներքին օգտագործումը ապահովում է DA3 և DA4 ներքին համեմատիչների կայուն աշխատանքը, քանի որ այս համեմատիչները ձևավորում են հսկիչ իմպուլսներ՝ հիմնվելով առաջացած սղոցի լարման մեծության վրա: G1 գեներատորի կողմից:
Ավելի լավ է կարգով: Միկրոշրջանն ունի սղոցի գեներատոր, որի հաճախականությունը կախված է C3 կոնդենսատորից և R13 ռեզիստորից: Ավելին, R13-ը ուղղակիորեն չի մասնակցում սղոցի ձևավորմանը, այլ ծառայում է որպես ընթացիկ գեներատորի կարգավորող տարր, որը լիցքավորում է C3 կոնդենսատորը։ Այսպիսով, R13-ի արժեքը նվազեցնելով, լիցքավորման հոսանքն ավելանում է, կոնդենսատորն ավելի արագ լիցքավորում է և, համապատասխանաբար, ժամացույցի հաճախականությունը մեծանում է, և ձևավորված սղոցի ամպլիտուդը պահպանվում է:
Հաջորդը, սղոցը մտնում է DA3 համեմատիչի շրջվող մուտքը: Որի չշրջվող մուտքի մոտ կա 0,12 վոլտ հենակետային լարում: Սա ընդամենը համապատասխանում է ամբողջ զարկերակային տևողության հինգ տոկոսին: Այլ կերպ ասած, անկախ հաճախականությունից, DA3 համեմատիչի ելքում հայտնվում է տրամաբանական միավոր ամբողջ կառավարման իմպուլսի տևողության հինգ տոկոսի համար, դրանով իսկ արգելափակելով DD1 տարրը և ապահովելով ելքային փուլի տրանզիստորների միացման միջև դադար: միկրոսխեմայի. Սա այնքան էլ հարմար չէ. եթե շահագործման ընթացքում հաճախականությունը փոխվում է, ապա առավելագույն հաճախականության համար պետք է հաշվի առնել դադարի ժամանակը, քանի որ պարզապես դադարի ժամանակը կլինի նվազագույն: Այնուամենայնիվ, այս խնդիրը լուծվում է բավականին հեշտությամբ, եթե 0,12 վոլտ հենակետային լարման արժեքը մեծացվի, ապա դադարների տեւողությունը համապատասխանաբար կաճի։ Դա կարելի է անել դիմադրիչների վրայով լարման բաժանարար հավաքելով կամ հանգույցի վրա ցածր լարման անկումով դիոդ օգտագործելով:
Գեներատորից սղոցը մտնում է նաև DA4 համեմատիչ, որը համեմատում է դրա արժեքը DA1-ի և DA2-ի սխալի ուժեղացուցիչների կողմից առաջացած լարման հետ: Եթե սխալի ուժեղացուցիչից լարումը ցածր է սղոցի լարման ամպլիտուդից, ապա կառավարման իմպուլսները անփոփոխ անցնում են ձևավորողին, բայց եթե սխալի ուժեղացուցիչների ելքերում կա լարում և այն մեծ է նվազագույն արժեքից և փոքր է. առավելագույն սղոցի լարումը, այնուհետև, երբ սղոցի լարը հասնում է լարման մակարդակին ուժեղացուցիչի սխալի համեմատիչից DA4-ը առաջացնում է տրամաբանական միավորի մակարդակ և անջատում է հսկիչ զարկերակը, որն անցնում է DD1:
DD1-ից հետո կա ինվերտոր DD2, որը ձևավորում է ճակատային մասում գործող D-flip-flop DD3-ի ճակատները: Գործարկիչը, իր հերթին, ժամացույցի ազդանշանը բաժանում է երկուսի և հերթափոխով հնարավորություն է տալիս գործել AND տարրերի: AND տարրերի գործողության էությունն այն է, որ տրամաբանական միավորը հայտնվում է տարրի ելքում միայն այն դեպքում, եթե կա տրամաբանական միավոր: իր մեկ մուտքում ԵՎ մնացած մուտքերը նույնպես կներկայացնեն տրամաբանական միավոր: Այս ԵՎ տրամաբանական տարրերի երկրորդ ելքերը փոխկապակցված են և հասցվում են տասներեքերորդ ելքին, որը կարող է օգտագործվել միկրոսխեմայի աշխատանքը արտաքինից հնարավոր դարձնելու համար:
DD4, DD5-ից հետո կա մի զույգ OR-NOT տարրեր: Սա ծանոթ OR տարր է, միայն դրա ելքային լարումը շրջված է, այսինքն. Ճիշտ չէ. Այսինքն, եթե տարրի մուտքերից գոնե մեկն ունի տրամաբանական միավոր, ապա դրա ելքը ՉԻ լինի մեկ, այսինքն. զրո. Եվ որպեսզի տրամաբանական միավորը հայտնվի տարրի ելքում, նրա երկու մուտքերում էլ պետք է լինի տրամաբանական զրո:
DD6 և DD7 տարրերի երկրորդ մուտքերը միացված և միացված են ուղղակիորեն DD1-ի ելքին, որն արգելափակում է տարրերը, մինչդեռ DD1-ի ելքում առկա է տրամաբանական միավոր:
DD6 և DD7 ելքերից կառավարման իմպուլսները մտնում են PWM կարգավորիչի ելքային փուլի տրանզիստորների հիմքը: Ավելին, միկրոսխեման ինքնին օգտագործում է միայն հիմքեր, մինչդեռ կոլեկտորները և արտանետիչները հեռացվում են միկրոշրջանից և կարող են օգտագործվել օգտագործողի կողմից իրենց հայեցողությամբ: Օրինակ, արտանետիչները միացնելով ընդհանուր մետաղալարին և միացնելով համապատասխան տրանսֆորմատորի ոլորունները կոլեկտորներին, մենք կարող ենք ուղղակիորեն կառավարել հոսանքի տրանզիստորները միկրոշրջանով:
Եթե ելքային փուլի տրանզիստորների կոլեկտորները միացված են մատակարարման լարմանը, իսկ թողարկիչները բեռնված են ռեզիստորներով, ապա մենք ստանում ենք հսկիչ իմպուլսներ էներգիայի տրանզիստորների դարպասները ուղղակիորեն կառավարելու համար, իհարկե, ոչ շատ հզորները՝ կոլեկտորի հոսանքը: ելքային փուլի տրանզիստորների հզորությունը չպետք է գերազանցի 250 մԱ:
Մենք կարող ենք նաև օգտագործել TL494-ը միակողմանի փոխարկիչները կառավարելու համար՝ միացնելով տրանզիստորների կոլեկտորներն ու արտանետիչները: Անջատիչ կայունացուցիչները կարող են կառուցվել նաև այս սխեմայի միջոցով. ֆիքսված դադարի ժամանակը թույլ չի տա մագնիսացնել ինդուկտիվությունը, բայց կարող է օգտագործվել նաև որպես բազմալիք կայունացուցիչ:
Այժմ մի քանի խոսք միացման սխեմայի և PWM կարգավորիչի TL494 կապի մասին: Ավելի պարզության համար եկեք մի քանի սխեման վերցնենք ինտերնետից և փորձենք պարզել դրանք:
ԱՎՏՈՄԵՔԵՆԱՅԻՆ ԼԱՐԱՓՈԽԱԿՈՂՆԵՐԻ ՍԽԵՄԵՐԸ
ՕԳՏԱԳՈՐԾԵԼՈՎ TL494
Սկզբից մենք կվերլուծենք ավտոմոբիլային փոխարկիչները: Դիագրամները վերցված են ԻՆՉՊԵՍ ԿԱՆ, ուստի ես թույլ կտամ, բացի բացատրություններից, ընդգծել որոշ նրբերանգներ, որոնք ես այլ կերպ կանեի:
Այսպիսով, թիվ 1 սխեման. Ավտոմոբիլային լարման փոխարկիչը կայունացված ելքային լարմամբ, և կայունացումը կատարվում է անուղղակիորեն. վերահսկվում է ոչ թե փոխարկիչի ելքային լարումը, այլ լրացուցիչ ոլորուն լարումը: Իհարկե, տրանսֆորմատորի ելքային լարումները փոխկապակցված են, հետևաբար, ոլորուններից մեկի վրա բեռի ավելացումը առաջացնում է լարման անկում ոչ միայն դրա վրա, այլև բոլոր ոլորունների վրա, որոնք փաթաթված են նույն միջուկի վրա: Լրացուցիչ ոլորուն վրա լարումը ուղղվում է դիոդային կամրջով, անցնում է R20 ռեզիստորի թուլացուցիչով, հարթվում է C5 կոնդենսատորով և R21 ռեզիստորի միջոցով հասնում է միկրոշրջանի առաջին ոտքին: Մենք հիշում ենք բլոկային դիագրամը և տեսնում, որ առաջին ելքը, որը մենք ունենք, սխալի ուժեղացուցիչի ոչ ինվերտացիոն մուտքն է: Երկրորդ ելքը շրջվող մուտք է, որի միջոցով բացասական արձագանք է ներմուծվում սխալի ուժեղացուցիչի ելքից (փին 3) ռեզիստորի R2-ի միջոցով: Սովորաբար, այս ռեզիստորի հետ զուգահեռ տեղադրվում է 10 ... 47 նանո ֆարադ կոնդենսատոր, սա փոքր-ինչ դանդաղեցնում է սխալի ուժեղացուցիչի արձագանքման արագությունը, բայց միևնույն ժամանակ զգալիորեն մեծացնում է դրա գործունեության կայունությունը և ամբողջությամբ վերացնում է գերազանցման էֆեկտը: .
Overshoot - վերահսկիչի չափազանց ուժեղ արձագանքը բեռի փոփոխությանը և տատանողական գործընթացի հավանականությանը: Մենք կվերադառնանք այս էֆեկտին, երբ լիովին հասկանանք այս սխեմայի բոլոր գործընթացները, ուստի մենք վերադառնում ենք 2-րդ կապին, որը կողմնակալված է 14-րդ կապից, որը ներքին կայունացուցիչի ելքն է 5 վոլտ: Սա արվել է սխալի ուժեղացուցիչի ավելի ճիշտ աշխատանքի համար. ուժեղացուցիչն ունի միաբևեռ սնուցման լարում, և նրա համար բավականին դժվար է աշխատել զրոյական արժեքով մոտ լարման հետ: Հետևաբար, նման դեպքերում լրացուցիչ լարումներ են ձևավորվում ուժեղացուցիչը գործառնական ռեժիմների տեղափոխելու համար:
Ի թիվս այլ բաների, «փափուկ» մեկնարկ ձևավորելու համար օգտագործվում է 5 վոլտ կայունացված լարում. C1 կոնդենսատորի միջոցով այն սնվում է միկրոսխեմայի 4-րդ ելքին: Հիշեցնում եմ ձեզ, որ հսկիչ իմպուլսների միջև դադարների ժամանակը կախված է այս քորոցի լարումից: Սրանից դժվար չէ եզրակացնել, որ մինչ C1 կոնդենսատորը լիցքաթափված է, դադարի ժամանակն այնքան երկար կլինի, որ կգերազանցի վերահսկիչ իմպուլսների տևողությունը: Այնուամենայնիվ, երբ կոնդենսատորը լիցքավորվում է, չորրորդ ելքի լարումը կսկսի նվազել՝ նվազեցնելով դադարի ժամանակը: Վերահսկիչ իմպուլսների տեւողությունը կսկսի մեծանալ, մինչեւ հասնի իր 5% արժեքին: Շղթայի այս լուծումը թույլ է տալիս սահմանափակել հոսանքը ուժային տրանզիստորների միջով երկրորդային էներգիայի կոնդենսատորների լիցքավորման ժամանակի համար և վերացնում է հոսանքի փուլի ծանրաբեռնվածությունը, քանի որ ելքային լարման արդյունավետ արժեքը աստիճանաբար աճում է:
Միկրոշրջանի ութերորդ և տասնմեկերորդ ելքերը միացված են սնուցման լարմանը, հետևաբար ելքային փուլը աշխատում է որպես էմիտերի հետևորդ, և ինչպես է այն, իններորդ և տասներորդ ելքերը ընթացիկ սահմանափակող ռեզիստորների միջոցով R6 և R7 միացված են դիմադրիչներին: R8 և R9, ինչպես նաև VT1 և VT2 հիմքերին: Այսպիսով, վերահսկիչի ելքային փուլը ամրապնդվում է. ուժային տրանզիստորների բացումն իրականացվում է R6 և R7 դիմադրիչների միջոցով, որոնց հետ միացված են VD2 և VD3 դիոդները, բայց փակումը, որը պահանջում է շատ ավելի էներգիա, տեղի է ունենում օգտագործելով. VT1 և VT2, ներառված են որպես էմիտերի հետևորդներ, բայց ապահովում են բարձր հոսանք հենց այն դեպքում, երբ դարպասների վրա զրոյական լարում է ձևավորվում:
Հաջորդը, մենք ունենք 4 ուժային տրանզիստոր թևում, որոնք զուգահեռաբար միացված են ավելի շատ հոսանք ստանալու համար: Անկեղծ ասած, այս տրանզիստորների օգտագործումը որոշակի շփոթություն է առաջացնում: Ամենայն հավանականությամբ, այս սխեմայի հեղինակը դրանք պարզապես հասանելի է եղել, և նա որոշել է դրանք կցել: Բանն այն է, որ IRF540-ն ունի առավելագույն հոսանք 23 ամպեր, դարպասներում պահվող էներգիան 65 նանոԿուլոն է, իսկ ամենահայտնի IRFZ44 տրանզիստորներն ունեն առավելագույն հոսանք 49 ամպեր, մինչդեռ դարպասի էներգիան 63 նանոԿուլոն է։ Այլ կերպ ասած, օգտագործելով երկու զույգ IRFZ44, մենք ստանում ենք առավելագույն հոսանքի փոքր աճ և միկրոսխեմայի ելքային փուլի բեռի կրկնակի նվազում, ինչը միայն մեծացնում է այս դիզայնի հուսալիությունը պարամետրերի առումով: Իսկ «Քիչ մասեր՝ ավելի շատ հուսալիություն» բանաձեւը ոչ ոք չեղյալ չի համարել։
Իհարկե, ուժային տրանզիստորները պետք է լինեն նույն խմբաքանակից, քանի որ այս դեպքում զուգահեռ միացված տրանզիստորների միջև պարամետրերի տարածումը նվազում է: Իդեալում, իհարկե, ավելի լավ է տրանզիստորները ընտրել շահույթով, բայց միշտ չէ, որ այդ հնարավորությունը տեղի է ունենում, բայց ամեն դեպքում պետք է հնարավոր լինի գնել նույն խմբաքանակի տրանզիստորները:
Էլեկտրաէներգիայի տրանզիստորներին զուգահեռ են միացված R18, R22 ռեզիստորները և C3, C12 կոնդենսատորները: Սրանք snubbers են, որոնք նախատեսված են ճնշելու ինքնաինդուկցիոն իմպուլսները, որոնք անխուսափելիորեն առաջանում են, երբ ուղղանկյուն իմպուլսները կիրառվում են ինդուկտիվ բեռի վրա: Բացի այդ, հարցը սրվում է զարկերակային լայնության մոդուլյացիայի պատճառով: Այստեղ արժե ավելի մանրամասն կանգ առնել։
Մինչ ուժային տրանզիստորը բաց է, հոսանքը հոսում է ոլորուն միջով, և հոսանքն անընդհատ աճում է և առաջացնում է մագնիսական դաշտի ավելացում, որի էներգիան փոխանցվում է երկրորդական ոլորուն: Բայց հենց որ տրանզիստորը փակվում է, հոսանքը դադարում է հոսել ոլորուն միջով, և մագնիսական դաշտը սկսում է ոլորվել՝ առաջացնելով հակադարձ բևեռականության լարում: Արդեն գոյություն ունեցող լարման հետ գումարվելով՝ հայտնվում է կարճ իմպուլս, որի ամպլիտուդը կարող է գերազանցել սկզբնական կիրառվող լարումը։ Սա առաջացնում է հոսանքի ալիք՝ առաջացնելով լարման բևեռականության երկրորդ փոփոխություն, որն առաջանում է ինքնաինդուկցիայով, և այժմ ինքնաինդուկցիան նվազեցնում է առկա լարման մեծությունը, և հենց որ հոսանքը փոքրանում է, ինքնին բևեռականությունը։ - ինդուկցիոն զարկերակը կրկին փոխվում է: Այս պրոցեսն ունի մեղմացված բնույթ, սակայն հոսանքների և ինքնահոսքի լարման արժեքներն ուղիղ համեմատական են ուժային տրանսֆորմատորի ընդհանուր հզորությանը:
Այս ճոճանակների արդյունքում հոսանքի անջատիչի փակման պահին տրանսֆորմատորի ոլորուն վրա ցնցող գործընթացներ են նկատվում, և դրանք ճնշելու համար օգտագործվում են խցիկներ. դիմադրության դիմադրությունը և կոնդենսատորի հզորությունը ընտրվում են այնպես, որ կոնդենսատորը լիցքավորելու համար պահանջվում է ճիշտ նույնքան ժամանակ, որքան ինքնահաստատման իմպուլսային տրանսֆորմատորի բևեռականությունը փոխելու համար:
Ինչու՞ պայքարել այս ազդակների դեմ: Ամեն ինչ շատ պարզ է. դիոդները տեղադրված են ժամանակակից ուժային տրանզիստորներում, և նրանց անկման լարումը շատ ավելի մեծ է, քան բաց դաշտի սարքի դիմադրությունը, և հենց դիոդներն են դժվարանում, երբ սկսում են մարել ինքնաինդուկցիոն արտանետումները: ուժային ավտոբուսների վրա իրենց միջոցով և հիմնականում ուժային տրանզիստորների պատյանները ջեռուցվում են ոչ թե այն պատճառով, որ տրանզիստորների միացումների բյուրեղները ջեռուցվում են, այլ ներքին դիոդներն են ջեռուցվում: Եթե դուք հեռացնում եք դիոդները, ապա հակառակ լարումը բառացիորեն առաջին իմպուլսի ժամանակ կսպանի հոսանքի տրանզիստորը:
Եթե փոխարկիչը համալրված չէ PWM կայունացմամբ, ապա ինքնաինդուկցիոն շաղակրատման ժամանակը համեմատաբար կարճ է. երկրորդ թևի ուժային տրանզիստորը շուտով բացվում է, և ինքնահոսքը խեղդվում է բաց տրանզիստորի ցածր դիմադրությամբ:
Այնուամենայնիվ, եթե փոխարկիչն ունի PWM ելքային լարման կառավարում, ապա ուժային տրանզիստորների բացման միջև դադարները բավականին երկար են դառնում, և, բնականաբար, ինքնահոսքի ժամանակն էապես մեծանում է՝ մեծացնելով տրանզիստորների ներսում դիոդների ջեռուցումը: Այս պատճառով է, որ կայունացված սնուցման աղբյուրներ ստեղծելիս խորհուրդ չի տրվում 25% -ից ավելի ելքային լարման մարժան դնել. դադարի ժամանակը չափազանց երկար է դառնում, և դա հանգեցնում է ելքային փուլի ջերմաստիճանի անհիմն բարձրացմանը նույնիսկ խզման միջոցով: .
Նույն պատճառով, գործարանային մեքենաների հզորության ուժեղացուցիչների ճնշող մեծամասնությունը կայունացում չունի, նույնիսկ եթե TL494-ը օգտագործվում է որպես կարգավորիչ, դրանք խնայում են լարման փոխարկիչի ջերմատախտակի տարածքը:
Դե, հիմա, երբ դիտարկվում են հիմնական հանգույցները, եկեք պարզենք, թե ինչպես է աշխատում PWM կայունացումը: Մեր ելքում հայտարարվում է ± 60 վոլտ երկբևեռ լարում: Նախկինում ասվածից պարզ է դառնում, որ տրանսֆորմատորի երկրորդական ոլորուն պետք է նախագծված լինի 60 վոլտ գումարած 25% տոկոս մատակարարելու համար, այսինքն. 60 գումարած 15 հավասար է 75 վոլտ: Այնուամենայնիվ, 60 վոլտ արդյունավետ արժեք ստանալու համար մեկ կիսաալիքի, ավելի ճիշտ, մեկ փոխակերպման ժամանակահատվածի տեւողությունը պետք է ավելի կարճ լինի անվանական արժեքի 25%-ով: Մի մոռացեք, որ ամեն դեպքում, միացման միջև դադարը նույնպես կխանգարի, հետևաբար, դադար ձևավորողի կողմից ներմուծված 5%-ն ինքնաբերաբար կկտրվի, և մեր կառավարման զարկերակը պետք է կրճատվի մնացած 20%-ով:
Փոխակերպման ժամանակաշրջանների միջև այս դադարը կփոխհատուցվի երկրորդային ուժային ֆիլտրի ինդուկտորում կուտակված մագնիսական էներգիայով և կոնդենսատորներում կուտակված լիցքով: Ճիշտ է, ես էլեկտրոլիտներ չէի դնի ինդուկտորի առջև, այնուամենայնիվ, ինչպես ցանկացած այլ կոնդենսատոր, ավելի լավ է խողովակներ դնել ինդուկտորից հետո և, իհարկե, էլեկտրոլիտներից բացի, տեղադրել ֆիլմեր, դրանք ավելի լավ են ճնշում իմպուլսային ալիքները և միջամտությունը: .
Ելքային լարման կայունացումն իրականացվում է հետևյալ կերպ. Թեև բեռ չկա կամ այն շատ փոքր է, C8-C11 կոնդենսատորների էներգիան գրեթե չի սպառվում, և այն վերականգնելու համար շատ էներգիա չի պահանջվում, և երկրորդական ոլորուն ելքային լարման ամպլիտուդը բավականին մեծ կլինի: Համապատասխանաբար, լրացուցիչ ոլորունից ելքային լարման ամպլիտուդը մեծ կլինի: Սա կհանգեցնի լարման ավելացմանը կարգավորիչի առաջին ելքում, որն իր հերթին կհանգեցնի սխալի ուժեղացուցիչի ելքային լարման ավելացմանը, և կառավարման իմպուլսների տևողությունը կնվազի մինչև այնպիսի արժեք, որ կհայտնվի հավասարակշռություն սպառված և ուժային տրանսֆորմատորին տրված էներգիայի միջև:
Հենց որ սպառումը սկսում է աճել, լրացուցիչ ոլորուն վրա լարումը նվազում է, իսկ սխալի ուժեղացուցիչի ելքի լարումը բնականաբար նվազում է։ Սա հանգեցնում է հսկիչ իմպուլսների տևողության ավելացմանը և տրանսֆորմատորին մատակարարվող էներգիայի ավելացմանը: Զարկերակի տեւողությունը մեծանում է այնքան ժամանակ, քանի դեռ սպառված եւ տրված էներգիաների հավասարակշռությունը կրկին չի հասել։ Եթե ծանրաբեռնվածությունը նվազում է, ապա նորից անհավասարակշռություն է առաջանում, և կարգավորիչը այժմ ստիպված կլինի կրճատել կառավարման իմպուլսների տևողությունը:
Եթե հետադարձ կապի արժեքները սխալ են ընտրված, կարող է առաջանալ գերակատարման էֆեկտ: Սա վերաբերում է ոչ միայն TL494-ին, այլև բոլոր լարման կայունացուցիչներին: TL494-ի դեպքում գերակատարման էֆեկտը սովորաբար տեղի է ունենում այն դեպքերում, երբ չկան շղթաներ, որոնք դանդաղեցնում են հետադարձ արձագանքը: Իհարկե, չպետք է շատ դանդաղեցնել ռեակցիան. կայունացման գործակիցը կարող է տուժել, սակայն շատ արագ ռեակցիան լավ չէ: Եվ դա արտահայտվում է հետեւյալ կերպ. Ենթադրենք, մենք ավելացրել ենք բեռը, լարումը սկսում է իջնել, PWM կարգավորիչը փորձում է վերականգնել հավասարակշռությունը, բայց դա անում է չափազանց արագ և ավելացնում է կառավարման իմպուլսների տևողությունը ոչ թե համաչափ, այլ շատ ավելի ուժեղ։ Այս դեպքում լարման արդյունավետ արժեքը կտրուկ աճում է։ Իհարկե, այժմ կարգավորիչը տեսնում է, որ լարումը ավելի բարձր է, քան կայունացման լարումը և կտրուկ նվազեցնում է իմպուլսների տևողությունը՝ փորձելով հավասարակշռել ելքային լարումը և հղումը։ Այնուամենայնիվ, իմպուլսների տեւողությունը դարձել է ավելի կարճ, քան պետք է, եւ ելքային լարումը դառնում է շատ ավելի քիչ, քան անհրաժեշտ է: Կարգավորիչը կրկին մեծացնում է իմպուլսների տևողությունը, բայց կրկին չափն անցավ. լարումը պարզվեց, որ անհրաժեշտից ավելին է, և նրան այլ բան չի մնում, քան նվազեցնել իմպուլսների տևողությունը:
Այսպիսով, փոխարկիչի ելքում ձևավորվում է ոչ թե կայունացված լարում, այլ տատանվում է սահմանված լարման 20-40%-ով, ինչպես ավելցուկի, այնպես էլ թերագնահատման ուղղությամբ։ Իհարկե, սպառողներին դժվար թե դուր գա նման հզորությունը, ուստի ցանկացած փոխարկիչ հավաքելուց հետո դուք պետք է ստուգեք այն շանթների վրա արձագանքման արագության համար, որպեսզի չմասնակցեք նոր հավաքված արհեստին:
Դատելով ապահովիչից՝ փոխարկիչը բավականին հզոր է, բայց այս դեպքում C7-ի և C8-ի հզորությունները ակնհայտորեն բավարար չեն, դրանք պետք է ավելացվեն առնվազն երեքը։ Դիոդ VD1-ը ծառայում է բևեռականության հակադարձումից պաշտպանվելու համար, և եթե դա տեղի ունենա, դժվար թե այն գոյատևի, այնքան էլ հեշտ չէ ապահովիչը փչել 30-40 ամպերով:
Դե, ի վերջո, մնում է ավելացնել, որ այս փոխարկիչը հագեցած չէ stenbay համակարգով, այսինքն. երբ միացված է սնուցման լարմանը, այն անմիջապես սկսվում է և հնարավոր է դադարեցնել միայն հոսանքն անջատելով: Սա այնքան էլ հարմար չէ. ձեզ անհրաժեշտ է բավականին հզոր անջատիչ:
Ավտոմոբիլային լարման փոխարկիչ թիվ 2, ունի նաև կայունացված ելքային լարում, ինչի մասին է վկայում օպտոկապլերի առկայությունը, որի լուսադիոդը միացված է ելքային լարմանը։ Ավելին, այն միացված է TL431-ի միջոցով, ինչը զգալիորեն մեծացնում է ելքային լարման պահպանման ճշգրտությունը։ Optocoupler-ի ֆոտոտրանզիստորը նույնպես միացված է կայունացված լարմանը երկրորդ mikruha TL431-ով: Այս կայունացուցիչի էությունը անձամբ ինձանից խույս տվեց. միկրոսխեման կայունացրել է հինգ վոլտ, և կարծես թե անիմաստ է լրացուցիչ կայունացուցիչ տեղադրել: Ֆոտոտրանզիստորի թողարկիչը գնում է սխալի ուժեղացուցիչի ոչ ինվերտացիոն մուտքի մոտ (փին 1): Սխալների ուժեղացուցիչը ծածկված է բացասական արձագանքով, և դրա արձագանքը դանդաղեցնելու համար ներդրվում է ռեզիստոր R10, կոնդենսատոր C2:
Երկրորդ սխալի ուժեղացուցիչն օգտագործվում է փոխարկիչին ստիպելու կանգ առնել վթարային իրավիճակում. եթե տասնվեցերորդ պինդում կա լարում, որն ավելի մեծ է, քան R13 և R16 բաժանարարների կողմից առաջացած լարումը, և դա մոտ երկուսուկես վոլտ է, կարգավորիչը կսկսի նվազեցնել հսկիչ իմպուլսների տևողությունը մինչև դրանք ամբողջությամբ անհետանան:
Փափուկ մեկնարկը կազմակերպվում է այնպես, ինչպես նախորդ սխեմայում՝ ընդմիջման ժամանակների ձևավորման միջոցով, չնայած C3 կոնդենսատորի հզորությունը փոքր-ինչ փոքր է, ես այնտեղ կդնեի 4,7 ... 10 միկրոֆարադով:
Միկրոշրջանի ելքային փուլը գործում է էմիտերի հետևորդ ռեժիմով, VT1-VT4 տրանզիստորների վրա օգտագործվում է լրիվ լրացուցիչ էմիտերի հետևորդ հոսանքը ուժեղացնելու համար, որն իր հերթին բեռնվում է ուժային դաշտի աշխատողների դարպասների վրա, չնայած ես կնվազեի: գնահատականները R22-R25-ից մինչև 22 ... 33 Օմ: Հաջորդը սնուցիչներն են և ուժային տրանսֆորմատորը, որից հետո դիոդային կամուրջ և հարթեցնող ֆիլտր: Այս սխեմայի ֆիլտրը պատրաստված է ավելի ճիշտ. այն գտնվում է նույն միջուկի վրա և պարունակում է նույն քանակությամբ պտույտներ: Այս ընդգրկումն ապահովում է առավելագույն հնարավոր զտումը, քանի որ հակառակ մագնիսական դաշտերը ջնջում են միմյանց:
Ստենբի ռեժիմը կազմակերպված է VT9 տրանզիստորի և K1 ռելեի վրա, որոնց կոնտակտները էներգիա են մատակարարում միայն կարգավորիչին։ Էլեկտրաէներգիայի հատվածը մշտապես միացված է սնուցման լարմանը, և մինչև վերահսկիչից հսկիչ իմպուլսներ չհայտնվեն, VT5-VT8 տրանզիստորները կփակվեն:
HL1 LED-ը ցույց է տալիս, որ կարգավորիչը սնուցվում է:
Հաջորդ դիագրամը... Հաջորդ դիագրամը... Սա է ավտոմոբիլային լարման փոխարկիչի երրորդ տարբերակըբայց եկեք ճիշտ հասկանանք...
Սկսենք ավանդական տարբերակներից հիմնական տարբերություններից, մասնավորապես, ավտոմոբիլային փոխարկիչում կիսակամուրջի վարորդի օգտագործումը: Դե, դուք դեռ կարող եք ինչ-որ կերպ համակերպվել դրա հետ. միկրոշրջանի ներսում կան 4 տրանզիստորներ, որոնք ունեն լավ բացման-փակման արագություն, և նույնիսկ երկու ամպեր: Համապատասխան կապը կատարելուց հետո այն կարող է գործարկվել Push-Pull ռեժիմի, սակայն միկրոսխեման չի շրջում ելքային ազդանշանը, և կառավարման իմպուլսները սնվում են դրա մուտքերին կարգավորիչի կոլեկտորներից, հետևաբար, հենց որ կարգավորիչը դադար է տալիս կառավարման իմպուլսների, տրամաբանական միավորներին համապատասխան մակարդակների միջև, այսինքն. մոտ է մատակարարման լարմանը. Անցնելով Irka-ն՝ իմպուլսները կհասցվեն ուժային տրանզիստորների դարպասներին, որոնք ապահով կբացվեն։ Երկուսն էլ... Միաժամանակ։ Իհարկե, ես հասկանում եմ, որ FB180SA10 տրանզիստորները առաջին անգամ թակելը կարող է չաշխատել, միևնույն է, 180 ամպեր պետք է մշակվի, և նման հոսանքների դեպքում հետքերը սովորաբար սկսում են այրվել, բայց այնուամենայնիվ դա ինչ-որ կերպ չափազանց կոշտ է: . Եվ հենց այս տրանզիստորների արժեքը հազարից ավելի է մեկի համար:
Հաջորդ առեղծվածային պահը հոսանքի տրանսֆորմատորի օգտագործումն է, որը ներառված է առաջնային էներգիայի ավտոբուսում, որի միջով հոսում է ուղիղ հոսանքը: Հասկանալի է, որ այս տրանսֆորմատորում դեռևս ինչ-որ բան կառաջանա միացման պահին հոսանքի փոփոխության պատճառով, բայց այնուամենայնիվ դա ինչ-որ կերպ լիովին ճիշտ չէ: Ոչ, գերբեռնվածությունից պաշտպանությունը կաշխատի, բայց որքանո՞վ է ճիշտ: Ի վերջո, ընթացիկ տրանսֆորմատորի ելքը նույնպես նախագծված է, մեղմ ասած, չափազանց օրիգինալ - հոսանքի աճով 15-րդ քորոցում, որը սխալի ուժեղացուցիչի շրջվող մուտքն է, լարումը, որը կազմում է դիմադրությունը R18-ի հետ միասին: R20-ի բաժանարարը կնվազի: Իհարկե, այս ելքի վրա լարման նվազումը կհանգեցնի սխալի ուժեղացուցիչի լարման ավելացմանը, որն իր հերթին կկրճատի հսկիչ իմպուլսները: Այնուամենայնիվ, R18-ը ուղղակիորեն միացված է առաջնային էներգիայի ավտոբուսին, և այս ավտոբուսում տեղի ունեցող բոլոր խառնաշփոթները ուղղակիորեն կանդրադառնան գերբեռնվածության պաշտպանության աշխատանքի վրա:
Ելքային լարման կայունացումը կարգավորվում է ... Դե, սկզբունքորեն, նույնն է, ինչ հոսանքի հատվածի գործարկումը ... Փոխարկիչը գործարկելուց հետո, հենց որ ելքային լարումը հասնում է այն արժեքին, որով օպտոկապլեր U1.2 LED-ը սկսում է գործել փայլում է, բացվում է օպտոկապլեր U1.1 տրանզիստորը: Դրա բացումը հանգեցնում է R10-ի և R11-ի վրա բաժանարարի կողմից ստեղծված լարման նվազմանը: Սա իր հերթին հանգեցնում է սխալի ուժեղացուցիչի ելքային լարման անկմանը, քանի որ այս լարումը միացված է ուժեղացուցիչի ոչ շրջվող մուտքին: Դե, քանի որ սխալի ուժեղացուցիչի ելքի վրա լարումը նվազում է, վերահսկիչը սկսում է մեծացնել իմպուլսների տևողությունը, դրանով իսկ մեծացնելով օպտոկապլեր LED-ի պայծառությունը, որն էլ ավելի է բացում ֆոտոտրանզիստորը և էլ ավելի մեծացնում իմպուլսների տևողությունը: Դա տեղի է ունենում այնքան ժամանակ, մինչև ելքային լարումը հասնի առավելագույն հնարավոր արժեքին:
Ընդհանրապես, սխեման այնքան ինքնատիպ է, որ այն կարող է տրվել միայն թշնամուն կրկնելու համար, և այս մեղքի համար ձեզ երաշխավորված է հավիտենական տանջանք Դժոխքում: Չգիտեմ՝ ով է մեղավոր... Անձամբ ինձ մոտ տպավորություն է ստեղծվել, որ սա ինչ-որ մեկի կուրսային աշխատանք է, կամ գուցե դիպլոմ, բայց չեմ ուզում հավատալ, քանի որ եթե հրապարակվել է, նշանակում է՝ դա եղել է. պաշտպանված, և սա հուշում է, որ որակավորումը դասախոսական կազմը շատ ավելի վատ վիճակում է, քան ես կարծում էի...
Ավտոմոբիլային լարման փոխարկիչի չորրորդ տարբերակը.
Չեմ ասի, որ դա իդեալական տարբերակ է, այնուամենայնիվ, ժամանակին ես իմ ձեռքն եմ ունեցել այս սխեմայի մշակման գործում։ Այստեղ անմիջապես հանգստացնողի մի փոքր մասը՝ տասնհինգ և տասնվեց եզրակացություն, միացված են միասին և միացված են ընդհանուր մետաղալարով, թեև տրամաբանորեն, տասնհինգերորդ եզրակացությունը պետք է միացվի տասնչորսերորդին: Այնուամենայնիվ, երկրորդ սխալի ուժեղացուցիչի մուտքերի հիմնավորումը որևէ կերպ չի ազդել աշխատանքի վրա: Հետևաբար, որտեղ միացնել տասնհինգերորդ ելքը, ես դա կթողնեմ ձեզ:
Ներքին կայունացուցիչի ելքը հինգ վոլտով այս շղթայում շատ ինտենսիվ է օգտագործվում: Հինգ վոլտից ձևավորվում է հղման լարում, որի հետ համեմատվելու է ելքային լարումը։ Դա արվում է R8 և R2 ռեզիստորների միջոցով: Հղման լարման ալիքը նվազեցնելու համար C1 կոնդենսատորը միացված է R2-ին զուգահեռ: Քանի որ R8 և R2 ռեզիստորները նույնն են, հղման լարման արժեքը երկուսուկես վոլտ է:
Նաև փափուկ մեկնարկի համար օգտագործվում է հինգ վոլտ. C6 կոնդենսատորը միացման պահին կարճ ժամանակում առաջացնում է հինգ վոլտ կարգավորիչի չորրորդ ելքում, այսինքն. Մինչ այն լիցքավորվում է, կառավարման իմպուլսների միջև հարկադիր դադարների ժամանակը առավելագույնից կփոխվի անվանական արժեքի:
Նույն հինգ վոլտը միացված է DA օպտոկուզլերի ֆոտոտրանզիստորի կոլեկտորին, իսկ դրա թողարկիչը, R5-ի և R4-ի վրա փոքր բաժանարարի միջոցով, միացված է առաջին սխալի ուժեղացուցիչի ոչ ինվերտացիոն մուտքին՝ պին 1: Բացասական արձագանքն է. միացված է 2-րդ փին սխալի ուժեղացուցիչի ելքից: Հետադարձ կապն ունի C2 կոնդենսատոր, որը դանդաղեցնում է կարգավորիչի արձագանքը, որի հզորությունը կարող է տատանվել տասը նանոֆարադից մինչև վաթսունութ նանոֆարադ:
Վերահսկիչի ելքային փուլը գործում է կրկնող ռեժիմով, իսկ ընթացիկ ուժեղացումը կատարվում է VT3-VT6-ի տրանզիստորի վարորդի փուլով: Իհարկե, վարորդի փուլի հզորությունը բավական է մեկից ավելի ուժային տրանզիստորներ կառավարելու համար, իրականում սա էր խաղադրույքը. սկզբում կարգավորիչով տախտակը պատրաստվում էր ուժային հատվածից առանձին, բայց վերջում պարզվեց. լինել ոչ շատ հարմար. Հետեւաբար, տպագիր հաղորդիչները տեղափոխվեցին հիմնական տախտակ, իսկ տրանսֆորմատորները և, իհարկե, ուժային տրանզիստորները, արդեն տատանվում էին տախտակի երկարացման միջոցով:
Էլեկտրաէներգիայի տրանսֆորմատորը տրանզիստորներին միացված է ընթացիկ տրանսֆորմատորի միջոցով, որը պատասխանատու է գերբեռնվածության պաշտպանության համար: Այս տարբերակում սնաբերներ չեն տեղադրվել՝ օգտագործվել են լուրջ ռադիատորներ։
Հենց որ հսկիչ տերմինալում հայտնվում է լարում, որը թույլ է տալիս փոխարկիչի աշխատանքը, բացվում է VT2 տրանզիստորը, որն իր հերթին VT1-ին մղում է հագեցվածության: VT1 էմիտերի վրա ինտեգրալ կայունացուցիչից լարում կա մինչև 15, որն ազատորեն անցնում է VD5 դիոդից մատակարարվող սնուցման լարումը, քանի որ այն ցածր է կայունացման լարումից: Այս դիոդը, R28 ռեզիստորի միջոցով, մատակարարվում է տասներկու վոլտ հիմնական մատակարարման լարմամբ: VT1-ի բացումը էներգիա է մատակարարում կարգավորիչին և վարորդի տրանզիստորներին, և փոխարկիչը միանում է: Հենց որ իմպուլսները հայտնվում են հոսանքի տրանսֆորմատորի վրա, դրա ոլորուն լարումը հասնում է երկու անգամ ավելի, քան հիմնական սնուցման արժեքը, և այն, անցնելով VD4 և VD6 դիոդներով, սնվում է կայունացուցիչի մուտքին 15 վոլտ: Այսպիսով, փոխարկիչը գործարկելուց հետո կարգավորիչը սնուցվում է արդեն կայունացված էլեկտրամատակարարմամբ: Շղթայի այս լուծումը թույլ է տալիս պահպանել փոխարկիչի կայուն աշխատանքը նույնիսկ վեցից յոթ վոլտ սնուցման դեպքում:
Ելքային լարման կայունացումն իրականացվում է DA optocoupler-ի LED-ի փայլի կառավարմամբ, որի LED-ը միացված է դրան դիմադրողական բաժանարարի միջոցով: Ավելին, ելքային լարման միայն մեկ թեւն է կառավարվում։ Երկրորդ թևի կայունացումը իրականացվում է մագնիսական միացման միջոցով, որը տեղի է ունենում L2 և L3 ինդուկտորների միջուկում, քանի որ այս ֆիլտրը պատրաստված է մեկ միջուկի վրա: Հենց որ ելքային լարման դրական կողմի բեռը մեծանում է, միջուկը սկսում է մագնիսանալ, և արդյունքում, դիոդային կամրջից բացասական լարման համար ավելի դժվար է հասնել փոխարկիչի ելքին, սկսվում է բացասական լարումը։ իջնել, և օպտոկապլերի LED-ն արձագանքում է դրան՝ ստիպելով վերահսկիչին մեծացնել կառավարման իմպուլսների տևողությունը: Այլ կերպ ասած, ինդուկտորը, բացի զտիչ գործառույթներից, գործում է որպես խմբային կայունացման ինդուկտոր և աշխատում է ճիշտ այնպես, ինչպես դա անում է համակարգչային սնուցման սարքերում, կայունացնելով միանգամից մի քանի ելքային լարումներ:
Ծանրաբեռնվածությունից պաշտպանությունը մի փոքր կոպիտ է, բայց դեռ բավականին ֆունկցիոնալ է: Պաշտպանության շեմը ճշգրտվում է R26 դիմադրությամբ: Հենց որ հոսանքի տրանզիստորների միջով հոսանքը հասնում է կրիտիկական արժեքի, ընթացիկ տրանսֆորմատորից լարումը բացում է թրիստորը VS1, և այն անջատում է հսկիչ լարումը կառավարման տերմինալից դեպի գետնին, դրանով իսկ հեռացնելով մատակարարման լարումը կարգավորիչից: Բացի այդ, C7 կոնդենսատորի արագացված լիցքաթափումը տեղի է ունենում R19 ռեզիստորի միջոցով, որի հզորությունը դեռ ավելի լավ է նվազեցնել մինչև 100 միկրոֆարադ:
Ակտիվացված պաշտպանությունը վերականգնելու համար անհրաժեշտ է հեռացնել, այնուհետև նորից լարել կառավարման տերմինալին:
Այս փոխարկիչի մեկ այլ առանձնահատկությունն այն է, որ էլեկտրական տրանզիստորների դարպասներում կոնդենսատոր-դիմադրողական լարման վարորդի օգտագործումը: Տեղադրելով այս շղթաները՝ հնարավոր եղավ հասնել դարպասների վրա բացասական լարման, որը նախատեսված է արագացնելու ուժային տրանզիստորների փակումը։ Այնուամենայնիվ, տրանզիստորների փակման այս մեթոդը չհանգեցրեց ոչ արդյունավետության բարձրացմանը, ոչ էլ ջերմաստիճանի նվազմանը, նույնիսկ սնուցիչների օգտագործմամբ, և այն լքվեց `ավելի քիչ մասեր` ավելի հուսալիություն:
Դե, վերջինը հինգերորդ մեքենայի փոխարկիչ. Այս սխեման նախորդի տրամաբանական շարունակությունն է, բայց հագեցած է լրացուցիչ հնարավորություններով, որոնք բարելավում են դրա սպառողական հատկությունները: REM կառավարման լարումը մատակարարվում է 85 աստիճանով վերականգնվող KSD301 ջերմային ապահովիչի միջոցով, որը տեղադրված է ինվերտերի ջերմատախտակի վրա: Իդեալում, պետք է լինի մեկ ռադիատոր ինչպես հզորության ուժեղացուցիչի, այնպես էլ լարման փոխարկիչի համար:
Եթե ջերմային ապահովիչների կոնտակտները փակ են, այսինքն. ջերմաստիճանը ութսունհինգ աստիճանից պակաս է, այնուհետև REM տերմինալից հսկիչ լարումը բացում է VT14 տրանզիստորը, որն իր հերթին բացում է VT13 և տասներկու վոլտ հիմնական էներգիայի աղբյուրից մտնում է տասնհինգ վոլտ Krenka մուտքագրում: Քանի որ մուտքային լարումը ցածր է, քան KRENKA կայունացման լարումը իր ելքում, այն կհայտնվի գրեթե անփոփոխ. միայն կարգավորող տրանզիստորի անկումը կբերի փոքր անկում: Կրենկայից էներգիան մատակարարվում է հենց կարգավորիչին և VT4-VT7 վարորդական փուլի տրանզիստորներին: Հենց որ ներքին հինգ վոլտ կայունացուցիչը լարում է տալիս, C6 կոնդենսատորը կսկսի լիցքավորվել՝ նվազեցնելով կառավարման իմպուլսների միջև դադարների տևողությունը։ Հսկիչ իմպուլսները կսկսեն բացել ուժային տրանզիստորները տրանսֆորմատորի երկրորդական ոլորունների վրա, դրանք կհայտնվեն և կսկսեն բարձրացնել երկրորդական լարման արդյունավետ արժեքը: Առաջին երկրորդական ոլորունից 24 վոլտ լարումը միջին կետով ուղղիչի միջոցով կգնա դեպի C18 կոնդենսատորի դրական տերմինալ, և քանի որ դրա լարումը ավելի մեծ է, քան հիմնական տասներկու վոլտ VD13 դիոդը, այն կփակվի, և այժմ վերահսկիչը: սնուցվելու է հենց երկրորդական ոլորունով: Բացի այդ, քսանչորս վոլտը տասնհինգից ավելի է, հետևաբար, տասնհինգ վոլտ կայունացուցիչը կմիանա, և այժմ կարգավորիչը սնուցվելու է կայունացված լարման միջոցով:
Երբ հսկիչ իմպուլսները մեծանան, արդյունավետ լարման արժեքը նույնպես կբարձրանա երկրորդ երկրորդական ոլորման վրա, և հենց որ այն հասնի այն արժեքին, որով սկսում է վառվել DA optocoupler-ի LED-ը, ֆոտոտրանզիստորը կսկսի բացվել, և համակարգը կսկսի գործել: կայուն վիճակ ձեռք բերելու համար - իմպուլսների տևողությունը կդադարի աճել, քանի որ ֆոտոտրանզիստորի թողարկիչը միացված է ոչ ինվերտացնող վերահսկիչի սխալի ուժեղացուցիչի ելքին: Բեռի ավելացման դեպքում ելքային լարումը կսկսի ընկնել, բնականաբար, LED-ի պայծառությունը կսկսի նվազել, կարգավորիչի առաջին ելքի լարումը նույնպես կնվազի, և կարգավորիչը կավելացնի իմպուլսի տևողությունը այնքան, որքանով վերականգնելու համար կրկին LED- ի պայծառությունը:
Ելքային լարումը վերահսկվում է բացասական թեւով, իսկ դրական թեւում սպառման փոփոխության արձագանքն իրականացվում է խմբի կայունացման խեղդուկ L1-ով: Վերահսկվող լարման արձագանքը արագացնելու համար բացասական թեւը լրացուցիչ բեռնվում է R38 ռեզիստորով: Այստեղ մենք պետք է անհապաղ վերապահում կատարենք. անհրաժեշտ չէ չափազանց մեծ էլեկտրոլիտներ կախել երկրորդական էլեկտրամատակարարման վրա. փոխակերպման բարձր հաճախականություններում դրանք քիչ օգուտ ունեն, բայց դրանք կարող են էական ազդեցություն ունենալ ընդհանուր կայունացման գործակցի վրա, որպեսզի լարումը դրական թեւում սկսում է աճել, եթե բեռը մեծանում է, բացասական ուսի լարումը նույնպես պետք է նվազի: Եթե բացասական թեւում սպառումը մեծ չէ, և կոնդենսատորի հզորությունը բավականին մեծ է C24, ապա այն բավականին երկար ժամանակ լիցքաթափվելու է, և հսկիչը պարզապես ժամանակ չի ունենա հետևելու, որ լարումը ձախողվել է դրականի վրա: արմ.
Այդ պատճառով է, որ խստորեն խորհուրդ է տրվում սահմանել ոչ ավելի, քան 1000 uF մեկ ուսի վրա հենց փոխարկիչի տախտակի վրա, և 220 ... 470 uF յուրաքանչյուրը ուժային ուժեղացուցիչների տախտակների վրա և ոչ ավելին:
Ձայնային ազդանշանի գագաթնակետերում էներգիայի պակասը պետք է փոխհատուցվի տրանսֆորմատորի ընդհանուր հզորությամբ:
Ծանրաբեռնված պաշտպանությունը կատարվում է հոսանքի տրանսֆորմատորի վրա, որից լարումը ուղղվում է VD5 և VD6 դիոդներով և մտնում է զգայունության կարգավորիչ R26: Այնուհետև, անցնելով VD4 դիոդը, որը ամպլիտուդի մի տեսակ սահմանափակող է, լարումը մտնում է VT8 տրանզիստորի հիմքը: Այս տրանզիստորի կոլեկտորը միացված է VT2-VT3-ի վրա հավաքված Schmidt ձգանի մուտքին և հենց VT8 տրանզիստորը բացվում է, այն փակում է VT3-ը։ VT3 կոլեկտորի լարումը կավելանա, և VT2-ը կբացվի՝ բացելով VT1-ը:
Ե՛վ ձգանը, և՛ VT1-ը սնուցվում են հինգ վոլտ կարգավորիչի կայունացուցիչով, և երբ VT1-ը բացվում է, հինգ վոլտ մտնում է կարգավորիչի տասնվեցերորդ ելքը՝ կտրուկ նվազեցնելով կառավարման իմպուլսների տևողությունը: Նաև VD3 դիոդի միջոցով հինգ վոլտ մտնում է չորրորդ պինդ՝ ավելացնելով հարկադիր դադարների ժամանակը առավելագույն հնարավոր արժեքին, այսինքն. Կառավարման իմպուլսները կրճատվում են միանգամից երկու եղանակով՝ սխալի ուժեղացուցիչի միջոցով, որը չունի բացասական արձագանք և աշխատում է որպես համեմատիչ՝ գրեթե ակնթարթորեն կրճատելով իմպուլսի տևողությունը, և դադարի տևողության ձևավորողի միջոցով, որն այժմ լիցքաթափված կոնդենսատորի միջոցով կսկսի աճել։ զարկերակի տևողությունը աստիճանաբար, և եթե ծանրաբեռնվածությունը դեռևս չափազանց մեծ է, պաշտպանությունը նորից կաշխատի VT8-ի բացվելուն պես: Այնուամենայնիվ, VT2-VT3-ի ձգանն ունի ևս մեկ խնդիր. այն վերահսկում է 12 վոլտ հիմնական առաջնային լարման արժեքը և հենց որ այն դառնում է 9-10 վոլտից պակաս, որը մատակարարվում է VT3 բազային R21 և R22 ռեզիստորների միջոցով, կողմնակալությունը: բավարար չի լինի, և VT3-ը կփակվի, բացելով VT2 և VT1: Կարգավորիչը կկանգնի, և երկրորդական հոսանքը կկորչի:
Այս մոդուլը հնարավորություն է տալիս գործարկել մեքենան, եթե հանկարծ դրա տերը որոշի երաժշտություն լսել չաշխատող մեքենայի վրա, ինչպես նաև պաշտպանում է հոսանքի ուժեղացուցիչը հանկարծակի լարման անկումից մեքենայի մեկնարկի գործարկման պահին. փոխարկիչը պարզապես սպասում է: դուրս գալ կրիտիկական սպառման պահից՝ պաշտպանելով և՛ ուժային ուժեղացուցիչը, և՛ սեփական սնուցման անջատիչները:
Այս փոխարկիչի տպագիր տպատախտակի գծագիրը, և կա երկու տարբերակ՝ մեկ և երկու տրանսֆորմատոր:
Ինչու՞ երկու տրանսֆորմատոր:
Ավելի մեծ ուժի համար: Փաստն այն է, որ ավտոմոբիլային փոխարկիչներում տրանսֆորմատորի ընդհանուր հզորությունը սահմանափակվում է տասներկու վոլտ մատակարարման լարմամբ, ինչը պահանջում է տրանսֆորմատորի վրա որոշակի քանակությամբ պտույտներ: Օղակը պետք է ունենա առնվազն չորս պտույտ առաջնային կիսոլորման մեջ, w-աձև ֆերիտի համար պտույտների թիվը կարող է կրճատվել մինչև երեքի:
Այս սահմանափակումն առաջին հերթին պայմանավորված է նրանով, որ ավելի փոքր թվով պտույտների դեպքում մագնիսական դաշտն արդեն դառնում է անհավասար, և դրա կորուստները չափազանց մեծ են: Սա նաև ենթադրում է, որ փոխակերպման հաճախականությունը հնարավոր չէ շեղել դեպի ավելի բարձր հաճախականություններ. դուք ստիպված կլինեք նվազեցնել պտույտների քանակը, և դա անթույլատրելի է:
Այսպիսով, պարզվում է, որ ընդհանուր հզորությունը սահմանափակվում է առաջնային ոլորման պտույտների քանակով և փոխակերպման հաճախականության փոքր տիրույթով. դուք չեք կարող իջնել 20 կՀց-ից ցածր, փոխարկիչի միջամտությունը չպետք է լինի աուդիո տիրույթում, քանի որ դրանք ամեն ջանք կգործադրի բարձրախոսների մեջ լսելի լինելու համար:
Դուք նույնպես չեք կարող բարձրանալ 40 կՀց-ից - առաջնային ոլորման պտույտների թիվը դառնում է չափազանց փոքր:
Եթե ցանկանում եք ավելի շատ հզորություն ստանալ, ապա միակ լուծումը մնում է՝ ավելացնել տրանսֆորմատորների թիվը, իսկ երկուսը հեռու է առավելագույն հնարավորից:
Բայց այստեղ մեկ այլ հարց է առաջանում՝ ինչպե՞ս վերահսկել բոլոր տրանսֆորմատորները: Ես չեմ ուզում շատ լուրջ խմբակային կայունացման խեղդել ցանկապատել կամ ներմուծել որոշակի թվով օպտոկապլերներ: Հետեւաբար, վերահսկելու միակ միջոցը երկրորդական ոլորունների սերիական միացումն է: Այս դեպքում սպառման խեղաթյուրումները նույնպես բացառվում են, և ելքային լարումը վերահսկելը շատ ավելի հեշտ է, այնուամենայնիվ, առավելագույն ուշադրություն պետք է դարձնել տրանսֆորմատորների հավաքմանը և փուլացմանը:
Այժմ մի փոքր շղթայի և տախտակի միջև եղած տարբերությունների մասին: Փաստն այն է, որ այս սկզբունքով նշված են սխեմայի միայն ամենահիմնական կետերը, տպագիրի վրա տարրերը դասավորված են ըստ իրականության։ Օրինակ, տպատախտակի վրա սնուցման համար ֆիլմի կոնդենսատորներ չկան, բայց դրանք գտնվում են տախտակի վրա: Իհարկե, նրանց համար մոնտաժային անցքերը կատարվում են ըստ այն կոնդենսատորների չափսերի, որոնք առկա էին մշակման պահին: Իհարկե, 2,2 μF հզորության բացակայության դեպքում այն կարող է օգտագործվել 1 μF-ով, բայց ոչ ցածր, քան 0,47 μF:
Հոսանքի համար շղթայի վրա տեղադրվում են նաև 4700 uF էլեկտրոլիտներ, բայց դրանց փոխարեն տախտակի վրա կա 2200 uF 25 վոլտ կոնդենսատորների մի ամբողջ հավաքածու, և կոնդենսատորները պետք է լինեն ցածր ESR-ով, սրանք են, որոնք տեղադրվում են վաճառողների կողմից: որպես «մայր տախտակների համար»: Նրանք սովորաբար նշվում են կամ արծաթե կամ ոսկե ներկով: Եթե հնարավոր է գնել 3300 միկրոֆարադով 25 վոլտ, ապա դա ավելի լավ կլինի, բայց մեր տարածքում դրանք բավականին հազվադեպ են:
Մի քանի խոսք ենթադրյալ ցատկողների մասին. սրանք ցատկողներ են, որոնք կապում են հետքերը իրենց հետ: Դա արվել է մի պատճառով. տախտակի վրա պղնձի հաստությունը սահմանափակ է, և հաղորդիչների միջով հոսող հոսանքները բավականին մեծ են, և դիրիժորի կորուստները փոխհատուցելու համար ուղին կամ բառացիորեն պետք է թափվի զոդով: , որը մեր օրերում թանկ է կամ կրկնօրինակվում է հոսանք կրող հաղորդիչների հետ՝ դրանով իսկ մեծացնելով հաղորդիչի ընդհանուր խաչմերուկը։ Այս jumpers- ը պատրաստված է մեկ միջուկով պղնձե մետաղալարից, որի խաչմերուկը առնվազն երկուսուկես քառակուսի է, իդեալական, իհարկե, ավելի հաստ `չորս կամ վեց քառակուսի:
Երկրորդային ուժային դիոդային կամուրջ: Դիագրամը ցույց է տալիս դիոդներ TO-247 փաթեթում, տախտակը պատրաստված է TO-220 փաթեթում դիոդների օգտագործման համար: Դիոդների տեսակը ուղղակիորեն կախված է բեռի պլանավորված հոսանքից, և, իհարկե, ավելի լավ է ընտրել ավելի արագ դիոդներ. ավելի քիչ ինքնաջեռուցում կլինի:
Այժմ մի քանի խոսք ոլորուն մանրամասների մասին:
Շղթայում ամենակասկածելին ընթացիկ տրանսֆորմատորն է. թվում է, թե դժվար է կես պտույտ քամել առաջնային ոլորուն հաստ լարերով և նույնիսկ տարբեր ուղղություններով: Փաստորեն, սա ոլորուն մասերի ամենապարզ բաղադրիչն է: Ընթացիկ տրանսֆորմատորի արտադրության համար օգտագործվում է հեռուստատեսային էներգիայի զտիչ, եթե ՀԱԿԱԾԻՆ հնարավոր չեղավ գտնել այն, ապա կարող է օգտագործվել ՑԱՆԿԱՑԱԾ W-ձևավորված ֆերիտային միջուկ, օրինակ՝ լողացող տրանսֆորմատոր համակարգչային էլեկտրամատակարարումից: Միջուկը տաքանում է մինչև 110-120 աստիճան տասից քսան րոպե, այնուհետև ճաքճքում է: Պտուտակները հանվում են, շրջանակի վրա պտտվում է երկրորդական ոլորուն՝ բաղկացած 80-120 պտույտ մետաղալարից 0,1 ... 0,2 մմ, իհարկե, երկու մասի ծալված։ Այնուհետև մեկ ոլորուն սկիզբը միացվում է երկրորդի վերջին, լարերը ամրացվում են ձեզ հարմար ցանկացած ձևով, և ոլորունով շրջանակը դրվում է միջուկի կեսին: Այնուհետև մեկ կապոցը դրվում է մեկ պատուհանի մեջ՝ առաջնային ոլորման ուժով, երեք անգամ՝ միջուկի երկրորդ և երկրորդ կեսը: Այսքանը: Երկու ոլորուն կես պտույտ առաջնային և 100 պտույտ երկրորդականում: Ինչու՞ պտույտների թիվը հստակ նշված չէ: Շրջադարձերի քանակը պետք է լինի այնպիսին, որ առավելագույն հոսանքների դեպքում R27 ռեզիստորի վրա ստացվի երեքից հինգ վոլտ: Բայց ես չգիտեմ, թե ինչ հոսանք եք համարում առավելագույնը, ինչ տրանզիստորներ եք օգտագործելու: Իսկ R27-ում լարման արժեքը միշտ կարելի է շտկել՝ ընտրելով հենց այս ռեզիստորի արժեքը: Հիմնական բանը այն է, որ ընթացիկ տրանսֆորմատորը ծանրաբեռնված է երկրորդական ոլորուն երկայնքով, և դրա համար անհրաժեշտ է առնվազն 60-70 պտույտ երկրորդականում, այս դեպքում միջուկի նվազագույն ջեռուցում կլինի:
L2 ինդուկտորն իրականացվել է համապատասխան չափի հեռուստացույցների համար անջատիչ էլեկտրամատակարարման ուժային տրանսֆորմատորի միջուկի վրա: Սկզբունքորեն, այն կարող է նաև փաթաթվել միջուկի վրա համակարգչային էլեկտրամատակարարման տրանսֆորմատորից, բայց անհրաժեշտ կլինի կազմակերպել 0,5 ... 0,7 մմ ոչ մագնիսական բացվածք: Այն ստեղծելու համար բավական է շրջանակի ներսում համապատասխան տրամագծով ոլորուն մետաղալարից ՉՓԱԿ օղակ գցել՝ միջուկի կեսը մտցված։
Լրացնելուց առաջ ինդուկտորը փաթաթված է, բայց որ մետաղալարը պետք է հաշվարկվի: Անձամբ ես նախընտրում եմ աշխատել կամ կապոցներով կամ ժապավենով: Ժապավենը, իհարկե, ավելի կոմպակտ է, դրա օգնությամբ ձեռք է բերվում ոլորման շատ բարձր խտություն, բայց դրա պատրաստման համար շատ ժամանակ է պահանջվում, և, իհարկե, սոսինձը ճանապարհին չի պառկում։ Շատ ավելի հեշտ է կապոց պատրաստելը. դրա համար բավական է պարզել հաղորդիչի մոտավոր երկարությունը, մի քանի անգամ ծալել մետաղալարը, այնուհետև օգտագործել փորվածք՝ այն փաթեթի մեջ պտտելու համար:
Ի՞նչ և որքան մետաղալար պետք է օգտագործվի: Դա արդեն կախված է վերջնական արտադրանքի պահանջներից։ Այս դեպքում մենք խոսում ենք ավտոմոբիլային տեխնոլոգիայի մասին, որն, ըստ սահմանման, ունի շատ վատ հովացման պայմաններ, հետևաբար ինքնաջեռուցումը պետք է նվազագույնի հասցվի, և դրա համար անհրաժեշտ է հաշվարկել հաղորդիչի այն հատվածը, որով այն շատ չի տաքանա: , կամ ընդհանրապես չտաքանալ։ Վերջինս իհարկե նախընտրելի է, բայց չափերի մեծացում է առաջացնում, իսկ մեքենան Ikarus-ը չէ, որի մեջ շատ տեղ կա։ Ուստի մենք ելնելու ենք նվազագույն ջեռուցումից։ Իհարկե, դուք, իհարկե, կարող եք օդափոխիչներ տեղադրել այնպես, որ նրանք փչեն և՛ ուժեղացուցիչի, և՛ փոխարկիչի միջով, բայց միայն մեր ճանապարհների փոշին է ցավոտ արագ սպանում երկրպագուներին, ուստի ավելի լավ է պարել բնական սառեցումից և հիմք ընդունել լարվածությունը: երեք ամպեր հաղորդիչի հատվածի քառակուսի միլիմետրի համար: Սա բավականին տարածված լարվածություն է, որը խորհուրդ է տրվում հաշվի առնել w-աձև երկաթի վրա ավանդական տրանսֆորմատորի արտադրության ժամանակ: Իմպուլսային սարքերի համար խորհուրդ է տրվում մեկ քառակուսի միլիմետրի վրա դնել հինգ կամ վեց ամպեր, բայց դա ենթադրում է լավ օդի կոնվեկցիա, և մեր գործը փակ է, ուստի մենք դեռ երեք ամպեր ենք վերցնում:
Համոզվա՞ծ եք, որ երեքն ավելի լավն է: Եվ հիմա մենք լրացնում ենք այն փաստը, որ ուժեղացուցիչի բեռը հաստատուն չէ, քանի որ ոչ ոք չի լսում մաքուր սինուսային ալիքը և նույնիսկ մոտ է սեղմմանը, այնպես որ ջեռուցումն անընդհատ տեղի չի ունենա, քանի որ ուժեղացուցիչի հզորության ներկայիս արժեքը առավելագույնի մոտավորապես 2/3-ն է: Հետեւաբար, լարվածությունը կարող է մեծացնել երեսուն տոկոսով առանց որեւէ ռիսկի, այսինքն. հասցնել այն մինչև չորս ամպեր մեկ քառակուսի միլիմետրի համար:
Եվս մեկ անգամ՝ թվերը ավելի լավ հասկանալու համար։ Սառեցման պայմանները տհաճ են, բարձր հոսանքների լարը սկսում է տաքանալ, եթե այն շատ բարակ է, իսկ եթե այն փաթաթվում է կծիկի մեջ, ինքն իրեն տաքանում է։ Խնդիրը լուծելու համար մենք լարումը սահմանում ենք մետաղալարերի հատվածի մեկ քառակուսի միլիմետրի վրա երկուսուկես-երեք ամպեր, եթե բեռը հաստատուն է, եթե սնուցում ենք հզորության ուժեղացուցիչը, ապա լարվածությունը բարձրացնում ենք մինչև չորս-չորսուկես: ամպեր հաղորդիչի հատվածի քառակուսի միլիմետրի համար:
Այժմ մենք գործարկում ենք Excel-ը, հուսով եմ, որ բոլորն ունեն այդպիսի հաշվիչ, և վերևի տողում մենք գրում ենք հերթականությամբ. "Ուժ". Մենք գնում ենք հաջորդ տողի սկիզբ և գրում ենք երեք թիվը առայժմ, թող այն լինի երեք ամպեր մեկ քառակուսի միլիմետրի համար։ Հաջորդ վանդակում գրում ենք թիվ մեկը, թող լինի առայժմ մեկ միլիմետր տրամագծով մետաղալար։ Հաջորդ բջիջում մենք գրում ենք տասը, սա կլինի փաթեթի լարերի քանակը:
Եվ ահա այն բջիջները, որոնցում կլինեն բանաձևեր. Նախ, մենք հաշվարկում ենք խաչմերուկը: Դա անելու համար տրամագիծը բաժանեք 2-ով - մեզ շառավիղ է պետք: Հետո շառավիղը բազմապատկում ենք շառավղով, ամեն դեպքում, որպեսզի մեր հաշվիչը չբթանա, վերցնում ենք շառավիղների հաշվարկը փակագծերում և այս ամենը բազմապատկում ենք pi-ով։ Արդյունքում մենք ստանում ենք pi er քառակուսի, այսինքն. շրջանագծի տարածքը, որը դիրիժորի խաչմերուկն է: Այնուհետև, առանց բջիջների խմբագրումից դուրս գալու, մենք ստացված արդյունքը բազմապատկում ենք մեր մետաղալարերի տրամագծով և բազմապատկում լարերի քանակով: Մենք սեղմում ենք ENTER և տեսնում ենք մի շարք տասնորդական թվերով: Նման բարձր ճշգրտություն պետք չէ, ուստի մենք մեր արդյունքը կլորացնում ենք մեկ տասնորդական կետով և դեպի վեր, որպեսզի փոքր տեխնոլոգիական մարժան լինի: Դա անելու համար անցեք բջիջը խմբագրելու, ընտրեք մեր բանաձևը և սեղմեք CONTROL X - cut, ապա սեղմեք FORMULA կոճակը և ընտրեք ROUND UP ՄԱԹԵՄԱՏԻԿԱԿԱՆ ԳՈՐԾՈՂՈՒԹՅԱՆ տողում: Երկխոսության տուփ է հայտնվում՝ հարցնելով, թե ինչ կլորացնել և քանի տասնորդական թվանշաններով: Մենք կուրսորը դնում ենք վերին պատուհանում և CONTRL VE տեղադրում ենք նախկինում կտրված բանաձևը, իսկ ստորին պատուհանում դնում ենք միավոր, այսինքն. կլորացրեք մինչև մեկ տասնորդական տեղ և սեղմեք OK: Այժմ բջիջը պարունակում է տասնորդական կետից հետո մեկ նիշ ունեցող թիվ:
Մնում է բանաձևը տեղադրել վերջին բջիջում, լավ, այստեղ ամեն ինչ պարզ է `Օհմի օրենքը: Մենք ունենք առավելագույն հոսանքը, որը մենք կարող ենք օգտագործել, և թող ներքևի լարումը լինի տասներկու վոլտ, չնայած աշխատող մեքենայի վրա այն մոտ տասներեք և ավելի է, բայց դա հաշվի չի առնում միացնող լարերի անկումը: Ստացված հոսանքը մենք բազմապատկում ենք 12-ով և ստանում ենք առավելագույն անվանական հզորություն, որը չի առաջացնի հաղորդիչի ուժեղ տաքացում, ավելի ճիշտ՝ մեկ միլիմետր տրամագծով տասը լարերից բաղկացած կապոց։
Ես չեմ պատասխանի «Բայց ես նման կոճակ չունեմ, խմբագրման գիծ չկա» հարցերին և տեղադրվել է էներգամատակարարման հաշվարկներում Excel-ի օգտագործման ավելի մանրամասն նկարագրությունը.
Մենք վերադառնում ենք մեր արհեստին: Մենք պարզեցինք փաթեթի լարերի տրամագիծը և դրանց թիվը: Նույն հաշվարկները կարող են օգտագործվել տրանսֆորմատորի ոլորուններում անհրաժեշտ փաթեթը որոշելիս, բայց լարվածությունը կարող է ավելացվել մինչև հինգից վեց ամպեր մեկ քառակուսի միլիմետրի համար. մեկ կիսաոլորուն աշխատում է ժամանակի հիսուն տոկոսով, այնպես որ այն ժամանակ կունենա սառչելու: Հնարավոր է մեծացնել ոլորուն լարվածությունը մինչև յոթ կամ ութ ամպեր, բայց այստեղ փաթեթի ակտիվ դիմադրության վրա լարման անկումը արդեն կսկսի ազդել, և մենք դեռ կարծես ցանկություն ունենք ոչ վատ արդյունավետություն ստանալու, այնպես որ ավելի լավ է չանել:
Եթե կան մի քանի ուժային տրանզիստորներ, ապա անհապաղ պետք է հաշվի առնել, որ փաթեթում լարերի թիվը պետք է լինի տրանզիստորների թվի բազմապատիկ. շատ ցանկալի է հավասարաչափ բաշխել հոսող հոսանքները ոլորուն միջով:
Դե, մենք մի տեսակ պարզեցինք հաշվարկները, կարող եք սկսել ոլորել: Եթե սա կենցաղային օղակ է, ապա այն պետք է պատրաստվի, մասնավորապես, սուր անկյունները մանրացնելու համար, որպեսզի չվնասեք ոլորուն մետաղալարերի մեկուսացումը: Այնուհետև օղակը մեկուսացված է բարակ մեկուսիչով - այս նպատակների համար նպատակահարմար չէ օգտագործել էլեկտրական ժապավենը: Ջերմաստիճանից վինիլը կհոսի, իսկ կտորը չափազանց հաստ է: Իդեալում `ֆտորոպլաստիկ ժապավեն, բայց դուք հաճախ չեք տեսնի այն վաճառքում: Thermosktch - նյութը վատը չէ, բայց այնքան էլ հարմար չէ այն փաթաթել, չնայած, եթե դուք հասնեք դրա վրա, արդյունքը շատ վատ չի լինի: Ժամանակին ես օգտագործել էի մեքենայի հակագրավիտացիա - ուղղակի վրձինով ներկեցի, թողեցի չորանա, նորից ներկեցի և այդպես երեք շերտով։ Մեխանիկական հատկությունները վատ չեն, և այս մեկուսացման ոչ մեծ վթարային լարումը չի ազդի աշխատանքի վրա. մեր դեպքում ամբողջ լարումը մեծ չէ: Նախ, երկրորդական ոլորուն փաթաթված է, քանի որ այն ավելի բարակ է և դրա մեջ ավելի շատ պտույտներ կան: Այնուհետեւ առաջնային ոլորուն է վերքը: Երկու ոլորունները անմիջապես փաթաթվում են երկու ծալված կապոցների մեջ - շատ դժվար է սխալվել պտույտների քանակի հետ, որը պետք է լինի նույնը: Զարդարակները կանչվում և միացվում են պահանջվող հաջորդականությամբ:
Եթե դուք չափազանց ծույլ եք զանգահարել, կամ բավարար ժամանակ չկա, ապա նախքան փաթաթելը կապոցները կարելի է ներկել տարբեր գույներով: Այն գնվում է տարբեր գույների զույգ մշտական մարկերներով, դրանց ներկի տարաների պարունակությունը բառացիորեն լվանում է լուծիչով, իսկ հետո փաթեթները երեսպատելուց անմիջապես հետո ծածկում են այս ներկով։ Ներկը շատ ամուր չի պահվում, բայց նույնիսկ այն փաթեթի արտաքին լարերը սրբելուց հետո, դուք դեռ կարող եք տեսնել ներկը փաթեթի ներսում:
Դուք կարող եք ամրացնել ոլորուն մասերը տախտակի վրա մի քանի ձևով, և դա պետք է արվի ոչ միայն ոլորուն մասերի միջոցով. մշտական ցնցումից բարձր էլեկտրոլիտները կարող են նաև բաժանվել իրենց ոտքերից: Այսպիսով, ամեն ինչ սոսնձված է: Դուք կարող եք օգտագործել պոլիուրեթանային սոսինձ, կարող եք օգտագործել ավտոմոբիլային սոսինձ կամ կարող եք օգտագործել նույն հակագրավիտացիան: Վերջինիս հմայքը կայանում է նրանում, որ անհրաժեշտության դեպքում ինչ-որ բան ապամոնտաժելու համար կարելի է թթու դնել՝ վրան դնել 647 լուծիչով առատ թրջված լաթ, ամբողջը դնել պոլիէթիլենային տոպրակի մեջ և սպասել հինգից վեց ժամ։ Հակախիճը լուծիչի գոլորշիներից փափկվում է և համեմատաբար հեշտ է հեռացնել:
Այսքանը ավտոմոբիլային փոխարկիչների համար է, եկեք անցնենք ցանցայիններին:
Նրանց համար, ովքեր խելացի լինելու անխոնջ ցանկություն ունեն, ասում են՝ ինչ-որ բան ասել եմ, բայց ոչինչ չեմ հավաքել, անմիջապես կպատասխանեմ՝ իրականում կիսվում եմ իմ փորձով, և մի պարծենա, որ կոնվերտորը հավաքել եմ. և այն աշխատում է: Շրջանակում փայլատակածը կա՛մ անհաջող տարբերակներն էին, որոնք չեն անցել վերջնական չափումները, կա՛մ նախատիպերը, որոնք գնացին ապամոնտաժման: Ես պատվիրելու համար անհատական սարքերի արտադրությամբ չեմ զբաղվում, և եթե զբաղվում եմ, ապա առաջին հերթին դա ինձ անձամբ պետք է հետաքրքիր լինի՝ թե շղթայական, թե նյութական առումով, բայց այստեղ ինձ պետք է շատ հետաքրքրի։
(ոչ թե TDA1555, այլ ավելի լուրջ միկրոսխեմաներ), պահանջում են երկբևեռ սնուցմամբ սնուցման միավոր: Եվ այստեղ դժվարությունն առաջանում է ոչ թե բուն UMZCH-ում, այլ մի սարքում, որը կբարձրացնի լարումը ցանկալի մակարդակին՝ լավ հոսանք փոխանցելով բեռին: Այս փոխարկիչը տնական մեքենայի ուժեղացուցիչի ամենածանր մասն է: Այնուամենայնիվ, եթե հետևեք բոլոր առաջարկություններին, դուք կկարողանաք հավաքել ստուգված PN այս սխեմայի համաձայն, որի սխեման ներկայացված է ստորև: Մեծացնելու համար սեղմեք դրա վրա։
Փոխարկիչի հիմքը զարկերակային գեներատորն է, որը կառուցված է մասնագիտացված տարածված միկրոսխեմայի վրա: Արտադրության հաճախականությունը սահմանվում է ռեզիստորի R3 արժեքով: Դուք կարող եք փոխել այն՝ հասնելով լավագույն կայունության և արդյունավետության։ Եկեք ավելի սերտ նայենք TL494 կառավարման չիպի սարքին:
TL494 չիպի պարամետրեր
Upit.microcircuits (pin 12) - Upit.min=9V; Upp.max=40V
Թույլատրելի լարումը մուտքային DA1, DA2 ոչ ավելի, քան Upit / 2
Ելքային տրանզիստորների թույլատրելի պարամետրերը Q1, Q2.
Մեզ պակաս, քան 1.3V;
Uke 40V-ից պակաս;
Ik.max 250 մԱ-ից պակաս
Ելքային տրանզիստորների կոլեկտոր-էմիտերի մնացորդային լարումը 1,3 Վ-ից ոչ ավելի է։
Ես սպառել եմ միկրոսխեման - 10-12 մԱ
Թույլատրելի էներգիայի սպառում.
0.8W շրջակա միջավայրի +25C ջերմաստիճանում;
0.3W շրջակա միջավայրի +70C ջերմաստիճանում:
Ներկառուցված հղման օսլիլատորի հաճախականությունը 100 կՀց-ից ոչ ավելի է:
- sawtooth լարման գեներատոր DA6; հաճախականությունը որոշվում է դիմադրության և կոնդենսատորի արժեքներով, որոնք միացված են 5-րդ և 6-րդ կապին.
- կայունացված հղման լարման աղբյուր DA5 արտաքին ելքով (փին 14);
- լարման սխալի ուժեղացուցիչ DA3;
- DA4 ընթացիկ սահմանային ազդանշանի սխալի ուժեղացուցիչ;
- երկու ելքային տրանզիստոր VT1 և VT2 բաց կոլեկտորներով և արտանետիչներով;
- համեմատող «մեռած գոտի» DA1;
- PWM համեմատիչ DA2;
- դինամիկ հրում-քաշեք D-ձգան հաճախականության բաժանման ռեժիմում 2 - DD2;
- օժանդակ տրամաբանական տարրեր DD1 (2-OR), DD3 (2-րդ), DD4 (2-րդ), DD5 (2-OR-NOT), DD6 (2-OR-NOT), DD7 (NOT);
- հաստատուն լարման աղբյուր 0.1V DA7 անվանական արժեքով;
- DC աղբյուր՝ 0.7mA DA8 անվանական արժեքով:
Շարժեցրեք բեռը (ուժային տրանսֆորմատոր) դաշտային տրանզիստորներ IRFZ44N: Choke L1-ը փաթաթված է 2 սմ տրամագծով ֆերիտե օղակի վրա համակարգչային սնուցման աղբյուրից: Այն պարունակում է 1 մմ տրամագծով կրկնապատկված մետաղալարերի 10 պտույտ, որոնք բաշխված են ամբողջ օղակով։ Եթե դուք օղակ չունեք, այն կարելի է փաթաթել 8 մմ տրամագծով և մի քանի սանտիմետր երկարությամբ ֆերիտե ձողի վրա (ոչ կրիտիկական): Տախտակի գծագրություն Lay ֆորմատով - ներբեռնել in .
Զգուշացնում ենք, փոխարկիչի միավորի աշխատանքը մեծապես կախված է տրանսֆորմատորի ճիշտ արտադրությունից: Այն փաթաթված է 2000NM ապրանքանիշի ֆերիտե օղակի վրա՝ 40 * 25 * 11 մմ չափսերով։ Նախ պետք է ֆայլով կլորացնել բոլոր եզրերը, փաթաթել սպիտակեղենի էլեկտրական ժապավենով։ Առաջնային ոլորուն փաթաթվում է կապոցով, որը բաղկացած է 5 միջուկից՝ 0,7 մմ հաստությամբ և պարունակում է 2*6 պտույտ, այսինքն՝ 12։ Այն փաթաթվում է այսպես՝ վերցնում ենք մեկ միջուկը և պտտվում 6 պտույտով՝ հավասարաչափ բաշխված օղակի շուրջը։ այնուհետև մենք քամում ենք հաջորդը առաջինին մոտ և այսպես շարունակ 5-ը ապրում: Եզրակացությունների ժամանակ միջուկները ոլորված են: Այնուհետև օղակի անլար հատվածի վրա մենք սկսում ենք նույն կերպ փաթաթել առաջնային ոլորուն երկրորդ կեսը: Մենք ստանում ենք երկու համարժեք ոլորուն: Դրանից հետո մենք օղակը փաթաթում ենք էլեկտրական ժապավենով և երկրորդական ոլորուն փաթաթում ենք 1,5 մմ մետաղալարով 2 * 18 պտույտով այնպես, ինչպես առաջնայինը: Որպեսզի առաջին մեկնարկից ոչինչ չայրվի, անհրաժեշտ է միացնել յուրաքանչյուր թևի 100 Օհմ ռեզիստորների միջոցով, իսկ առաջնային տրանսֆորմատորը 40-60 վտ լամպի միջոցով, և ամեն ինչ բզբզելու է նույնիսկ պատահական սխալներով: Մի փոքր հավելում․ ֆիլտրի բլոկի միացումում կա մի փոքր թերություն, c19 r22 մասերը պետք է փոխվեն, քանի որ երբ փուլը պտտվում է, ազդանշանի ամպլիտուդան թուլանում է օսցիլոսկոպի վրա։ Ընդհանուր առմամբ, այս բարձրացող լարման փոխարկիչը կարող է ապահով կերպով առաջարկվել կրկնելու համար, քանի որ այն արդեն հաջողությամբ հավաքվել է բազմաթիվ ռադիոսիրողների կողմից: