2015 წლის 21 ივლისი

გადართვის დენის წყაროები (UPS) ძალიან გავრცელებულია. კომპიუტერს, რომელსაც ახლა იყენებთ, აქვს UPS მრავალი გამომავალი ძაბვით (+12, -12, +5, -5 და +3.3 ვ მაინც). თითქმის ყველა ასეთ ბლოკს აქვს სპეციალური PWM კონტროლერის ჩიპი, ჩვეულებრივ TL494CN ტიპის. მისი ანალოგი არის შიდა მიკროსქემა M1114EU4 (KR1114EU4).

მწარმოებლები

მოცემული მიკროსქემა მიეკუთვნება ყველაზე გავრცელებული და ფართოდ გამოყენებული ინტეგრირებული ელექტრონული სქემების სიას. მისი წინამორბედი იყო Unitrode-ის PWM კონტროლერების UC38xx სერია. 1999 წელს ეს კომპანია შეიძინა Texas Instruments-მა და მას შემდეგ დაიწყო ამ კონტროლერების ხაზის განვითარება, რამაც შექმნა 2000-იანი წლების დასაწყისში. TL494 სერიის ჩიპები. ზემოთ უკვე ნახსენები UPS-ების გარდა, მათი ნახვა შესაძლებელია DC ძაბვის რეგულატორებში, კონტროლირებად დისკებში, რბილ სტარტერებში - ერთი სიტყვით, სადაც არ უნდა იყოს გამოყენებული PWM რეგულირება.

კომპანიებს შორის, რომლებმაც მოახდინეს ამ ჩიპის კლონირება, არის მსოფლიოში ცნობილი ბრენდები, როგორიცაა Motorola, Inc, International Rectifier, Fairchild Semiconductor, ON Semiconductor. ყველა მათგანი უზრუნველყოფს მათი პროდუქციის დეტალურ აღწერას, ე.წ. TL494CN მონაცემთა ცხრილს.

დოკუმენტაცია

სხვადასხვა მწარმოებლისგან მოცემული მიკროსქემის ტიპის აღწერილობების ანალიზი აჩვენებს მისი მახასიათებლების პრაქტიკულ იდენტურობას. სხვადასხვა კომპანიის მიერ მოწოდებული ინფორმაციის რაოდენობა თითქმის ერთნაირია. გარდა ამისა, TL494CN მონაცემთა ფურცელი ისეთი ბრენდებისგან, როგორიცაა Motorola, Inc და ON Semiconductor იმეორებს ერთმანეთს თავიანთ სტრუქტურაში, ფიგურებში, ცხრილებსა და გრაფიკებში. Texas Instruments-ის მიერ მასალის პრეზენტაცია გარკვეულწილად განსხვავდება მათგან, მაგრამ ფრთხილად შესწავლით ირკვევა, რომ ისინი იდენტურ პროდუქტს გულისხმობენ.

TL494CN ჩიპის დანიშნულება

ტრადიციულად, ჩვენ დავიწყებთ ჩვენს აღწერას შიდა მოწყობილობების დანიშნულებითა და სიით. ეს არის ფიქსირებული სიხშირის PWM კონტროლერი, რომელიც განკუთვნილია ძირითადად UPS აპლიკაციებისთვის, რომელიც შეიცავს შემდეგ მოწყობილობებს:

• ხერხის კბილის ძაბვის გენერატორი (RPG);
• შეცდომის გამაძლიერებლები;
• საცნობარო ძაბვის წყარო +5 ვ;
• "მკვდარი დროის" რეგულირების წრე;
• გამომავალი ტრანზისტორი კონცენტრატორები 500 mA-მდე დენისთვის;
• სქემა ერთი ან ორ ტაქტიანი მუშაობის რეჟიმის არჩევისთვის.

ლიმიტის პარამეტრები

ნებისმიერი სხვა მიკროსქემის მსგავსად, TL494CN აღწერილობა აუცილებლად უნდა შეიცავდეს მაქსიმალური დასაშვები შესრულების მახასიათებლების ჩამონათვალს. მოდით მივცეთ ისინი Motorola, Inc-ის მონაცემებზე დაყრდნობით:

1. მიწოდების ძაბვა: 42 ვ.
2. გამომავალი ტრანზისტორის კოლექტორის ძაბვა: 42 ვ.
3. გამომავალი ტრანზისტორი კოლექტორის დენი: 500 mA.
4. გამაძლიერებლის შეყვანის ძაბვის დიაპაზონი: - 0.3 V-დან +42 V-მდე.
5. დენის გაფრქვევა (ტ< 45 °C): 1000 мВт.
6. შენახვის ტემპერატურის დიაპაზონი: -55-დან +125 °C-მდე.
7. სამუშაო გარემო ტემპერატურის დიაპაზონი: 0-დან +70 °C-მდე.

უნდა აღინიშნოს, რომ TL494IN ჩიპისთვის 7 პარამეტრი ოდნავ ფართოა: -25-დან +85 °C-მდე.

TL494CN ჩიპის დიზაინი

მისი საცხოვრებლის დასკვნების აღწერა რუსულ ენაზე ნაჩვენებია ქვემოთ მოცემულ ფიგურაში.

მიკროსქემა მოთავსებულია პლასტმასში (ეს მითითებულია ასო N-ით მისი აღნიშვნის ბოლოს) 16-პინიან კორპუსში PDP ტიპის ქინძისთავებით.

მისი გარეგნობა ნაჩვენებია ქვემოთ მოცემულ ფოტოში.

TL494CN: ფუნქციური დიაგრამა

ამრიგად, ამ მიკროსქემის ამოცანაა პულსის სიგანის მოდულაცია (PWM, ან პულსის სიგანის მოდულირებული (PWM)) ძაბვის იმპულსების, რომლებიც წარმოიქმნება როგორც რეგულირებულ, ასევე არარეგულირებულ UPS-ებში. პირველი ტიპის დენის წყაროებში, პულსის ხანგრძლივობის დიაპაზონი, როგორც წესი, აღწევს მაქსიმალურ შესაძლო მნიშვნელობას (~ 48% თითოეული გამომავალისთვის Push-pull სქემებში, ფართოდ გამოიყენება მანქანის აუდიო გამაძლიერებლების გასაძლიერებლად).

TL494CN ჩიპს აქვს სულ 6 გამომავალი პინი, მათგან 4 (1, 2, 15, 16) არის შესასვლელი შიდა შეცდომების გამაძლიერებლებში, რომლებიც გამოიყენება UPS-ის დასაცავად მიმდინარე და პოტენციური გადატვირთვისაგან. პინი #4 არის 0-დან 3 ვ სიგნალის შეყვანა კვადრატული ტალღის გამომავალი სამუშაო ციკლის დასარეგულირებლად, ხოლო #3 არის შედარებითი გამოსავალი და შეიძლება გამოყენებულ იქნას რამდენიმე გზით. კიდევ 4 (ნომრები 8, 9, 10, 11) არის ტრანზისტორების უფასო კოლექტორები და ემიტერები მაქსიმალური დასაშვები დატვირთვის დენით 250 mA (გრძელვადიან რეჟიმში არაუმეტეს 200 mA). მათი დაკავშირება შესაძლებელია წყვილებში (9 10-ით და 8 11-ით) ძლიერი საველე ეფექტის ტრანზისტორების (MOSFET ტრანზისტორების) გასაკონტროლებლად, მაქსიმალური დასაშვები დენით 500 mA (არაუმეტეს 400 mA უწყვეტ რეჟიმში).

როგორია TL494CN-ის შიდა სტრუქტურა? მისი დიაგრამა ნაჩვენებია ქვემოთ მოცემულ ფიგურაში.

მიკროსქემას აქვს ჩაშენებული საცნობარო ძაბვის წყარო (RES) +5 V (No. 14). ჩვეულებრივ გამოიყენება როგორც საცნობარო ძაბვა (± 1%), რომელიც მიეწოდება სქემების შეყვანას, რომლებიც მოიხმარენ არაუმეტეს 10 mA-ს, მაგალითად, პინ 13-ზე ერთი ან ორციკლიანი მუშაობის რეჟიმის ასარჩევად. მიკროსქემა: თუ მასზე +5 V არის, არჩეულია მეორე რეჟიმი, თუ მასზე არის მინუს მიწოდების ძაბვა - პირველი.

რამპის ძაბვის გენერატორის (RVG) სიხშირის დასარეგულირებლად გამოიყენება კონდენსატორი და რეზისტორი, რომლებიც დაკავშირებულია შესაბამისად 5 და 6 ქინძისთავებთან. და, რა თქმა უნდა, მიკროსქემას აქვს ქინძისთავები ელექტრომომარაგების პლიუს და მინუს დასაკავშირებლად (12 და 7 რიცხვები, შესაბამისად) 7-დან 42 ვ-მდე დიაპაზონში.

დიაგრამა გვიჩვენებს, რომ TL494CN-ში არის მრავალი სხვა შიდა მოწყობილობა. მათი ფუნქციური დანიშნულების აღწერა რუსულ ენაზე მოცემულია ქვემოთ, როგორც მასალა წარმოდგენილია.

შეყვანის პინის ფუნქციები

ისევე როგორც ნებისმიერი სხვა ელექტრონული მოწყობილობა. მოცემულ მიკროსქემს აქვს საკუთარი შეყვანა და გამომავალი. ჩვენ დავიწყებთ პირველით. ამ TL494CN ქინძისთავების სია უკვე მოცემულია ზემოთ. მათი ფუნქციონალური დანიშნულების აღწერა რუსულ ენაზე მოცემულია ქვემოთ დეტალური განმარტებებით.

დასკვნა 1

ეს არის ცდომილების გამაძლიერებლის 1-ის დადებითი (არაინვერსიული) შეყვანა. თუ მისი ძაბვა უფრო დაბალია ვიდრე ძაბვა პინ 2-ზე, შეცდომის გამაძლიერებელი 1-ის გამომავალი იქნება დაბალი. თუ ის უფრო მაღალია ვიდრე პინი 2-ზე, შეცდომის გამაძლიერებლის 1 სიგნალი მაღალი გახდება. გამაძლიერებლის გამომავალი არსებითად მიჰყვება დადებით შეყვანას პინი 2-ის გამოყენებით, როგორც მითითება. შეცდომის გამაძლიერებლების ფუნქციები უფრო დეტალურად იქნება აღწერილი ქვემოთ.

დასკვნა 2

ეს არის შეცდომის გამაძლიერებლის 1-ის უარყოფითი (შებრუნებული) შეყვანა. თუ ეს პინი 1-ზე მაღალია, შეცდომის გამაძლიერებელი 1-ის გამომავალი იქნება დაბალი. თუ ამ პინზე ძაბვა უფრო დაბალია ვიდრე ძაბვა 1-ზე, გამაძლიერებლის გამომავალი იქნება მაღალი.

დასკვნა 15

მუშაობს ზუსტად ისევე, როგორც #2. ხშირად მეორე შეცდომის გამაძლიერებელი არ გამოიყენება TL494CN-ში. კავშირის წრე ამ შემთხვევაში შეიცავს ქინძის 15-ს, რომელიც უბრალოდ დაკავშირებულია 14-თან (საცნობარო ძაბვა +5 V).

დასკვნა 16

მუშაობს ისევე, როგორც No1. ჩვეულებრივ მიმაგრებულია საერთო No7-ზე, როდესაც მეორე შეცდომის გამაძლიერებელი არ გამოიყენება. პინი 15 დაკავშირებულია +5V-ზე და პინი 16 დაკავშირებულია საერთოზე, მეორე გამაძლიერებლის გამომავალი დაბალია და შესაბამისად არ ახდენს გავლენას ჩიპის მუშაობაზე.

დასკვნა 3

ეს პინი და თითოეული შიდა TL494CN გამაძლიერებელი ერთმანეთთან არის დაკავშირებული დიოდების საშუალებით. თუ რომელიმე მათგანის გამომავალზე სიგნალი იცვლება დაბალიდან მაღალ დონეზე, მაშინ მე-3-ში ის ასევე მაღლა მიდის. როდესაც ამ პინზე სიგნალი აღემატება 3.3 ვ-ს, გამომავალი პულსები გამორთულია (ნულოვანი სამუშაო ციკლი). როდესაც მასზე ძაბვა 0 ვ-სთან ახლოსაა, პულსის ხანგრძლივობა მაქსიმალურია. 0-დან 3,3 ვ-მდე, პულსის სიგანე 50%-დან 0%-მდეა (PWM კონტროლერის თითოეული გამოსასვლელისთვის - უმეტეს მოწყობილობებში 9 და 10 ქინძისთავებზე).

საჭიროების შემთხვევაში, პინი 3 შეიძლება გამოყენებულ იქნას როგორც შემავალი სიგნალი ან შეიძლება გამოყენებულ იქნას პულსის სიგანის ცვლილების სიჩქარის დემპინგის უზრუნველსაყოფად. თუ მასზე ძაბვა მაღალია (> ~ 3,5 ვ), PWM კონტროლერზე UPS-ის გაშვება შეუძლებელია (მისგან პულსი არ იქნება).

დასკვნა 4

ის აკონტროლებს გამომავალი იმპულსების სამუშაო ციკლის დიაპაზონს (ინგლისური Dead-Time Control). თუ მასზე ძაბვა ახლოს არის 0 ვ-სთან, მიკროსქემა შეძლებს გამოსცეს როგორც მინიმალური შესაძლო, ასევე მაქსიმალური პულსის სიგანე (რაც განისაზღვრება სხვა შეყვანის სიგნალებით). თუ ამ პინზე გამოიყენება დაახლოებით 1.5 ვ ძაბვა, გამომავალი პულსის სიგანე შემოიფარგლება მისი მაქსიმალური სიგანის 50%-მდე (ან ~25% სამუშაო ციკლი Push-pull PWM კონტროლერის რეჟიმისთვის). თუ ძაბვა მაღალია (>~3.5V), არ არსებობს გზა, რომ გაუშვათ UPS TL494CN-ზე. მისი შეერთების წრე ხშირად შეიცავს No4-ს, რომელიც პირდაპირ არის დაკავშირებული მიწასთან.

• მნიშვნელოვანია გახსოვდეთ! სიგნალი მე-3 და მე-4 ქინძისთავებზე უნდა იყოს ~3.3 ვ-ზე დაბლა. მაგრამ რა მოხდება, თუ ის ახლოსაა, მაგალითად, +5 ვოლტთან? როგორ მოიქცევა მაშინ TL494CN? მასზე ძაბვის გადამყვანის წრე არ გამოიმუშავებს იმპულსებს, ე.ი. UPS-დან გამომავალი ძაბვა არ იქნება.

დასკვნა 5

ემსახურება Ct დროის კონდენსატორის დაკავშირებას, მისი მეორე კონტაქტის მიერთება მიწასთან. ტევადობის მნიშვნელობები, როგორც წესი, არის 0,01 μF-დან 0,1 μF-მდე. ამ კომპონენტის მნიშვნელობის ცვლილებები იწვევს GPG-ის სიხშირის და PWM კონტროლერის გამომავალი პულსების ცვლილებას. როგორც წესი, გამოიყენება მაღალი ხარისხის კონდენსატორები ძალიან დაბალი ტემპერატურის კოეფიციენტით (ტემპერატურის ტევადობის ძალიან მცირე ცვლილებით).

დასკვნა 6

დისკის დაყენების რეზისტორი Rt-ის დასაკავშირებლად, მისი მეორე კონტაქტით, რომელიც დაკავშირებულია მიწასთან. Rt და Ct-ის მნიშვნელობები განსაზღვრავს FPG-ის სიხშირეს.

• f = 1.1: (Rt x Ct).

დასკვნა 7

იგი უერთდება PWM კონტროლერზე მოწყობილობის მიკროსქემის საერთო მავთულს.

დასკვნა 12

იგი აღინიშნება ასოებით VCC. იგი დაკავშირებულია TL494CN ელექტრომომარაგების "პლუს". მისი შეერთების წრე ჩვეულებრივ შეიცავს No12-ს, რომელიც დაკავშირებულია კვების ბლოკთან. ბევრი UPS იყენებს ამ პინს დენის (და თავად UPS-ის) ჩართვისა და გამორთვისთვის. თუ მასზე არის +12 V და No7 დამიწებულია, GPN და ION მიკროსქემები იმუშავებს.

დასკვნა 13

ეს არის ოპერაციული რეჟიმის შეყვანა. მისი ფუნქციონირება აღწერილია ზემოთ.

გამომავალი პინის ფუნქციები

ისინი ასევე ზემოთ იყო ჩამოთვლილი TL494CN-ისთვის. მათი ფუნქციონალური დანიშნულების აღწერა რუსულ ენაზე მოცემულია ქვემოთ დეტალური განმარტებებით.

დასკვნა 8

ამ ჩიპს აქვს 2 NPN ტრანზისტორი, რომლებიც მისი გამომავალი კონცენტრატორებია. ეს პინი არის ტრანზისტორი 1-ის კოლექტორი, რომელიც ჩვეულებრივ დაკავშირებულია მუდმივი ძაბვის წყაროსთან (12 ვ). თუმცა, ზოგიერთი მოწყობილობის სქემებში იგი გამოიყენება გამოსავალად და მასზე შეგიძლიათ იხილოთ კვადრატული ტალღა (როგორც No11).

დასკვნა 9

ეს არის ტრანზისტორი 1-ის ემიტერი. ის მართავს UPS-ის დენის ტრანზისტორის (უმეტეს შემთხვევაში FET) ბიძგ-გაყვანის წრედში, პირდაპირ ან შუალედური ტრანზისტორის მეშვეობით.

დასკვნა 10

ეს არის ტრანზისტორი 2-ის ემიტერი. ერთ ციკლის რეჟიმში მასზე სიგნალი იგივეა, რაც No9-ზე. Push-pull რეჟიმში No9 და 10 სიგნალები ანტიფაზურია, ანუ როცა სიგნალის დონეა. ერთზე მაღალია, მერე მეორეზე დაბალია და პირიქით. უმეტეს მოწყობილობებში, მიკროსქემის გამომავალი ტრანზისტორი გადამრთველების სიგნალები აკონტროლებენ მძლავრი ველის ეფექტის ტრანზისტორებს, რომლებიც ჩართულია, როდესაც ძაბვა 9 და 10 ქინძისთავებზე მაღალია (~ 3,5 ვ-ზე მეტი, მაგრამ ეს არ არის არანაირად ეხება 3.3 V დონეს No. 3 და 4).

დასკვნა 11

ეს არის ტრანზისტორი 2-ის კოლექტორი, რომელიც ჩვეულებრივ დაკავშირებულია მუდმივი ძაბვის წყაროსთან (+12 ვ).

• შენიშვნა: TL494CN-ზე დაფუძნებულ მოწყობილობებში, მისი კავშირის წრე შეიძლება შეიცავდეს როგორც კოლექტორებს, ასევე ტრანზისტორების 1 და 2 ემიტერებს, როგორც PWM კონტროლერის გამოსავალს, თუმცა მეორე ვარიანტი უფრო გავრცელებულია. თუმცა არის ვარიანტები, როდესაც ზუსტად 8 და 11 ქინძისთავები გამოდიან. თუ მიკროსქემსა და საველე ეფექტის ტრანზისტორებს შორის მიკროსქემში აღმოაჩენთ პატარა ტრანსფორმატორს, გამომავალი სიგნალი, სავარაუდოდ, მათგან არის აღებული (კოლექტორებიდან).

დასკვნა 14

ეს არის ION გამომავალი, ასევე ზემოთ აღწერილი.

მოქმედების პრინციპი

როგორ მუშაობს TL494CN ჩიპი? ჩვენ მივცემთ აღწერას, თუ როგორ მუშაობს ის Motorola, Inc-ის მასალებზე დაყრდნობით. პულსის სიგანის მოდულაციის გამომავალი მიიღწევა Ct კონდენსატორის დადებითი რამპის სიგნალის შედარებით ორივე საკონტროლო სიგნალთან. NOR ლოგიკური სქემები აკონტროლებენ გამომავალი ტრანზისტორებს Q1 და Q2, ხსნიან მათ მხოლოდ მაშინ, როდესაც სიგნალი ფლოპ-ფლოპის საათის შეყვანაზე (C1) დაბალია (იხ. TL494CN ფუნქციური დიაგრამა).

ამრიგად, თუ ტრიგერის შეყვანა C1 არის ლოგიკურ ერთ დონეზე, მაშინ გამომავალი ტრანზისტორები იკეტება ორივე ოპერაციულ რეჟიმში: ერთჯერადი ციკლი და ბიძგი-წაწევა. თუ ამ შეყვანაზე არის საათის სიგნალი, მაშინ Push-pull რეჟიმში ტრანზისტორი იხსნება სათითაოდ, როდესაც საათის პულსის გამორთვა მოვა ტრიგერთან. ერთჯერადი რეჟიმში, ფლიპ-ფლოპი არ გამოიყენება და ორივე გამომავალი გადამრთველი იხსნება სინქრონულად.

ეს ღია მდგომარეობა (ორივე რეჟიმში) შესაძლებელია მხოლოდ GPG პერიოდის იმ ნაწილში, როდესაც ხერხის კბილის ძაბვა საკონტროლო სიგნალებზე მეტია. ამრიგად, საკონტროლო სიგნალის მნიშვნელობის ზრდა ან შემცირება იწვევს მიკროსქემის გამოსავალზე ძაბვის იმპულსების სიგანის შესაბამის წრფივ ზრდას ან შემცირებას.

ძაბვა პინი 4-დან (მკვდარი დროის კონტროლი), შეცდომის გამაძლიერებლების შეყვანა ან უკუკავშირის სიგნალის შეყვანა 3-დან შეიძლება გამოყენებულ იქნას საკონტროლო სიგნალებად.

პირველი ნაბიჯები მიკროსქემთან მუშაობისას

რაიმე სასარგებლო მოწყობილობის შექმნამდე რეკომენდებულია გაეცნოთ როგორ მუშაობს TL494CN. როგორ შევამოწმოთ მისი ფუნქციონირება?

აიღეთ თქვენი პურის დაფა, დააინსტალირეთ მასზე ჩიპი და შეაერთეთ სადენები ქვემოთ მოცემული სქემის მიხედვით.

თუ ყველაფერი სწორად არის დაკავშირებული, წრე იმუშავებს. დატოვე ქინძისთავები 3 და 4 თავისუფალი. გამოიყენეთ თქვენი ოსცილოსკოპი GPG-ის მუშაობის შესამოწმებლად - თქვენ უნდა ნახოთ ხერხის კბილის ძაბვა მე-6 პინზე. გამომავალი იქნება ნული. როგორ განვსაზღვროთ მათი შესრულება TL494CN-ში. მისი შემოწმება შესაძლებელია შემდეგნაირად:

1. შეაერთეთ უკუკავშირის გამომავალი (No. 3) და მკვდარი დროის კონტროლის გამომავალი (No. 4) საერთო ტერმინალთან (No. 7).
2. ახლა თქვენ უნდა აღმოაჩინოთ მართკუთხა პულსები მიკროსქემის გამოსავალზე.

როგორ გავაძლიეროთ გამომავალი სიგნალი?

TL494CN-ის გამომავალი საკმაოდ დაბალი დენია და, რა თქმა უნდა, მეტი სიმძლავრე გსურთ. ასე რომ, ჩვენ უნდა დავამატოთ რამდენიმე დენის ტრანზისტორი. ყველაზე მარტივი გამოსაყენებელი (და ძალიან ადვილი მოსაპოვებელი - ძველი კომპიუტერის დედაპლატიდან) არის n-არხიანი დენის MOSFET-ები. ამავდროულად, TL494CN-ის გამომავალი უნდა გადავატრიალოთ, რადგან თუ მას დავუკავშირებთ n-არხიან MOSFET-ს, მაშინ მიკროსქემის გამოსავალზე პულსის არარსებობის შემთხვევაში, ის ღია იქნება პირდაპირი დენის მიმართ. . ამ შემთხვევაში MOS ტრანზისტორი შეიძლება უბრალოდ დაიწვას... ასე რომ, ამოვიღებთ უნივერსალურ NPN ტრანზისტორის და ვაკავშირებთ ქვემოთ მოცემული სქემის მიხედვით.

დენის MOSFET ამ წრეში კონტროლდება პასიურ რეჟიმში. ეს არ არის ძალიან კარგი, მაგრამ ტესტირებისა და დაბალი სიმძლავრის მიზნებისთვის ეს კარგია. წრეში R1 არის NPN ტრანზისტორის დატვირთვა. შეარჩიეთ იგი მაქსიმალური დასაშვები კოლექტორის დენის მიხედვით. R2 წარმოადგენს ჩვენი სიმძლავრის საფეხურის დატვირთვას. შემდეგ ექსპერიმენტებში ის შეიცვლება ტრანსფორმატორით.

თუ ახლა ოსცილოსკოპით შევხედავთ მიკროსქემის მე-6 პინზე არსებულ სიგნალს, დავინახავთ "ხერხელს". No8-ზე (K1) ჯერ კიდევ შეგიძლიათ იხილოთ მართკუთხა იმპულსები, ხოლო MOS ტრანზისტორის დრენაჟზე არის იგივე ფორმის, მაგრამ უფრო დიდი სიდიდის პულსები.

როგორ გავზარდოთ გამომავალი ძაბვა?

ახლა მოდით მივიღოთ უფრო მაღალი ძაბვა TL494CN-ის გამოყენებით. გადართვის და გაყვანილობის დიაგრამა იგივეა - პურის დაფაზე. რა თქმა უნდა, შეუძლებელია მასზე საკმარისად მაღალი ძაბვის მიღება, მით უმეტეს, რომ არ არის გამათბობელი MOS ტრანზისტორებზე. და მაინც, შეაერთეთ პატარა ტრანსფორმატორი გამომავალი ეტაპის მიხედვით, ამ სქემის მიხედვით.

ტრანსფორმატორის პირველადი გრაგნილი შეიცავს 10 ბრუნს. მეორადი გრაგნილი შეიცავს დაახლოებით 100 ბრუნს. ასე რომ, ტრანსფორმაციის კოეფიციენტი არის 10. თუ პირველადს მიმართავთ 10 ვოლტს, უნდა მიიღოთ დაახლოებით 100 ვ გამომავალი. ბირთვი დამზადებულია ფერიტისაგან. შეგიძლიათ გამოიყენოთ საშუალო ზომის ბირთვი კომპიუტერის ელექტრომომარაგების ტრანსფორმატორიდან.

ფრთხილად იყავით, ტრანსფორმატორის გამომავალი მაღალი ძაბვის ქვეშ იმყოფება. დენი ძალიან დაბალია და არ მოგკლავს. მაგრამ თქვენ შეგიძლიათ მიიღოთ კარგი დარტყმა. კიდევ ერთი საშიშროება არის ის, რომ თუ გამომავალზე დიდ კონდენსატორს დააინსტალირებთ, ის დიდ მუხტს დააგროვებს. ამიტომ, მიკროსქემის გამორთვის შემდეგ, ის უნდა განიტვირთოს.

მიკროსქემის გამოსავალზე შეგიძლიათ ჩართოთ ნებისმიერი ინდიკატორი, როგორც ნათურა, როგორც ქვემოთ მოცემულ ფოტოში. ის მუშაობს მუდმივ ძაბვაზე და სჭირდება დაახლოებით 160 ვ გასანათებლად. (მთელი მოწყობილობის ელექტრომომარაგება არის დაახლოებით 15 ვ - სიდიდის რიგით ნაკლები.)

სატრანსფორმატორო გამომავალი წრე ფართოდ გამოიყენება ნებისმიერ UPS-ში, მათ შორის კომპიუტერის კვების წყაროებში. ამ მოწყობილობებში პირველი ტრანსფორმატორი, რომელიც დაკავშირებულია ტრანზისტორი გადამრთველებით PWM კონტროლერის გამოსავალთან, ემსახურება მიკროსქემის დაბალი ძაბვის ნაწილის, მათ შორის TL494CN, გალვანურად იზოლირებას მისი მაღალი ძაბვის ნაწილისგან, რომელიც შეიცავს ქსელის ძაბვის ტრანსფორმატორს.

Ძაბვის მარეგულირებელი

როგორც წესი, სახლში დამზადებულ მცირე ელექტრონულ მოწყობილობებში ენერგია უზრუნველყოფილია TL494CN-ზე დამზადებული სტანდარტული კომპიუტერის UPS-ით. კომპიუტერის ელექტრომომარაგების კავშირის დიაგრამა კარგად არის ცნობილი და თავად დანაყოფები ადვილად ხელმისაწვდომია, რადგან მილიონობით ძველი კომპიუტერი ყოველწლიურად განადგურდება ან იყიდება სათადარიგო ნაწილებზე. მაგრამ, როგორც წესი, ეს UPS-ები აწარმოებენ ძაბვას არაუმეტეს 12 ვ. ეს ძალიან დაბალია ცვლადი სიხშირის დისკისთვის. რა თქმა უნდა, შეგიძლიათ სცადოთ და გამოიყენოთ უფრო მაღალი ძაბვის კომპიუტერის UPS 25 ვოლტისთვის, მაგრამ ძნელი იქნება მისი პოვნა და ლოგიკურ კარიბჭეებში 5 ვოლტზე ძალიან დიდი სიმძლავრე გაიფანტება.

თუმცა, TL494-ზე (ან ანალოგებზე) შეგიძლიათ ააწყოთ ნებისმიერი სქემები გამომავალი სიმძლავრითა და ძაბვით. კომპიუტერის UPS-ის ტიპიური ნაწილების და დედაპლატიდან MOSFET-ების გამოყენებით, შეგიძლიათ შექმნათ PWM ძაბვის რეგულატორი TL494CN-ის გამოყენებით. კონვერტორის წრე ნაჩვენებია ქვემოთ მოცემულ ფიგურაში.

მასზე შეგიძლიათ იხილოთ მიკროსქემის სქემა და გამომავალი ეტაპი ორი ტრანზისტორის გამოყენებით: უნივერსალური npn- და ძლიერი MOS.

ძირითადი ნაწილები: T1, Q1, L1, D1. ბიპოლარული T1 გამოიყენება დენის MOSFET-ის სამართავად, რომელიც დაკავშირებულია გამარტივებული გზით, ე.წ. "პასიური". L1 არის ინდუქციური ჩოკი ძველი HP პრინტერიდან (დაახლოებით 50 ბრუნი, 1 სმ სიმაღლე, 0,5 სმ სიგანე გრაგნილებით, ღია ჩოკი). D1 არის Schottky დიოდი სხვა მოწყობილობიდან. TL494 დაკავშირებულია ზემოაღნიშნულთან ალტერნატიული გზით, თუმცა ნებისმიერი მეთოდის გამოყენება შესაძლებელია.

C8 არის პატარა კონდენსატორი, რათა თავიდან აიცილოს ხმაურის ზემოქმედება შეცდომის გამაძლიერებლის შეყვანაში, მნიშვნელობა 0.01uF იქნება მეტ-ნაკლებად ნორმალური. დიდი მნიშვნელობები შეანელებს საჭირო ძაბვის დაყენებას.

C6 არის კიდევ უფრო პატარა კონდენსატორი, იგი გამოიყენება მაღალი სიხშირის ჩარევის გასაფილტრად. მისი სიმძლავრე რამდენიმე ასეულ პიკოფარადამდეა.

TL494 ჩიპი არის PWM კონტროლერი, იდეალურია სხვადასხვა ტოპოლოგიისა და სიმძლავრის გადართვის კვების წყაროების შესაქმნელად. მას შეუძლია იმუშაოს როგორც ერთჯერადი, ასევე ორ ტაქტიანი რეჟიმით.

მისი შიდა ანალოგი არის KR1114EU4 მიკროსქემა. Texas Instruments, International Rectifier, ON Semiconductor, Fairchild Semiconductor - ბევრი მწარმოებელი აწარმოებს ამ PWM კონტროლერს. Fairchild Semiconductor მას უწოდებს, მაგალითად, KA7500B.

თუ უბრალოდ დააკვირდებით ქინძისთავებს, ცხადი ხდება, რომ ამ მიკროსქემას აქვს საკმაოდ ფართო რეგულირების შესაძლებლობები.

მოდით შევხედოთ ყველა ქინძისთავის აღნიშვნას:

• პირველი შეცდომის შედარების არაინვერსიული შეყვანა
• პირველი შეცდომის შემდარატორის ინვერსიული შეყვანა
• უკუკავშირის შეყვანა
• მკვდარი დროის კორექტირების შეყვანა
• გამომავალი გარე დროის კონდენსატორის დასაკავშირებლად
• გამომავალი დროის რეზისტორის დასაკავშირებლად
• მიკროსქემის საერთო პინი, მინუს ელექტრომომარაგება
• პირველი გამომავალი ტრანზისტორის კოლექტორის პინი
• პირველი გამომავალი ტრანზისტორის ემიტერის პინი
• მეორე გამომავალი ტრანზისტორის ემიტერის პინი
• მეორე გამომავალი ტრანზისტორის კოლექტორის პინი
• მიწოდების ძაბვის შეყვანა
• შეყვანა ერთჯერადი ციკლის ან ბიძგის მუშაობის რეჟიმის არჩევისთვის
  მიკროსქემები
• ჩაშენებული 5 ვოლტიანი საცნობარო გამომავალი
• შეცდომის მეორე შემდარატორის ინვერსიული შეყვანა
• შეცდომის მეორე შემდარატორის არაინვერსიული შეყვანა

ფუნქციურ დიაგრამაზე შეგიძლიათ იხილოთ მიკროსქემის შიდა სტრუქტურა.
მარცხნივ ზედა ორი პინი განკუთვნილია შიდა რამპის ძაბვის გენერატორის პარამეტრების დასაყენებლად, რომელიც აქ მონიშნულია როგორც "ოსცილატორი". მიკროსქემის ნორმალური მუშაობისთვის, მწარმოებელი რეკომენდაციას უწევს დროის კონდენსატორის გამოყენებას, რომლის სიმძლავრეა 470 pF-დან 10 μF-მდე, და დროის რეზისტორის დიაპაზონში 1.8 kOhm-დან 500 kOhm-მდე. რეკომენდებული ოპერაციული სიხშირის დიაპაზონი არის 1 kHz-დან 300 kHz-მდე. სიხშირე შეიძლება გამოითვალოს f = 1.1/RC ფორმულის გამოყენებით. ასე რომ, ოპერაციულ რეჟიმში, პინ 5-ს ექნება ხერხის კბილის ძაბვა, რომლის ამპლიტუდაა დაახლოებით 3 ვოლტი. ეს შეიძლება განსხვავდებოდეს სხვადასხვა მწარმოებლისთვის, მიკროსქემის შიდა სქემების პარამეტრების მიხედვით.

მაგალითად, თუ იყენებთ 1nF სიმძლავრის კონდენსატორს და 10 kOhm რეზისტორს, მაშინ ხერხის კბილის ძაბვის სიხშირე 5 გამომავალზე იქნება დაახლოებით f = 1.1/(10000*0.000000001) = 110000Hz. სიხშირე შეიძლება განსხვავდებოდეს, მწარმოებლის მიხედვით, +-3% -ით, კომპონენტების ტემპერატურული პირობების მიხედვით.

მკვდარი დროის კორექტირების შეყვანა 4 შექმნილია იმპულსებს შორის პაუზის დასადგენად. მკვდარი დროის შედარება, რომელიც დიაგრამაზე მითითებულია „Dead-time Control Comparator“, მისცემს ნებართვას გამომავალ იმპულსებზე, თუ ხერხის ძაბვა აღემატება ძაბვას, რომელიც მიეწოდება 4 შეყვანის ძაბვას. ამრიგად, ძაბვის გამოყენებით 0-დან 3 ვოლტამდე შეყვანის 4, შეგიძლიათ დაარეგულიროთ გამომავალი იმპულსების მოქმედების ციკლი, ამ შემთხვევაში, მაქსიმალური საოპერაციო ციკლის ხანგრძლივობა შეიძლება იყოს 96% ერთჯერადი ციკლის რეჟიმში და 48%, შესაბამისად, მიკროსქემის მუშაობის ბიძგების რეჟიმში. მინიმალური პაუზა აქ შემოიფარგლება 3%-ით, რომელსაც უზრუნველყოფს ჩაშენებული წყარო 0,1 ვოლტის ძაბვით. პინი 3 ასევე მნიშვნელოვანია და მასზე არსებული ძაბვა ასევე თამაშობს როლს გამომავალი პულსების გადაჭრაში.

1 და 2 ქინძისთავები, აგრეთვე შეცდომების შედარების ქინძისთავები 15 და 16 შეიძლება გამოყენებულ იქნას დაპროექტებული მოწყობილობის დასაცავად ჭარბი დენის და ძაბვის გადატვირთვისაგან. თუ პინ 1-ზე მიწოდებული ძაბვა უფრო მაღალია, ვიდრე ძაბვა, რომელიც მიეწოდება პინ 2-ს, ან ძაბვა, რომელიც მიეწოდება 16-ს, უფრო მაღალია ძაბვაზე, რომელიც მიეწოდება პინ 15-ს, მაშინ PWM Comparator-ის შეყვანა (პინი 3) მიიღებს სიგნალს იმპულსების დათრგუნვის მიზნით გამომავალი. თუ ამ შედარების გამოყენება არ არის დაგეგმილი, მაშინ მათი დაბლოკვა შესაძლებელია არაინვერსიული შეყვანების მიწასთან დამოკლეებით და ინვერსიული შეყვანების საორიენტაციო ძაბვის წყაროსთან (პინი 14) მიერთებით.
პინი 14 არის ჩიპში ჩაშენებული სტაბილიზირებული 5 ვოლტიანი საცნობარო ძაბვის წყაროს გამომავალი. სქემები, რომლებიც მოიხმარენ დენს 10 mA-მდე, შეიძლება იყოს დაკავშირებული ამ პინთან, რომელიც შეიძლება იყოს ძაბვის გამყოფი დამცავი სქემების დასაყენებლად, რბილი გაშვებისთვის ან ფიქსირებული ან რეგულირებადი პულსის ხანგრძლივობის დასაყენებლად.
პინი 12 მიეწოდება მიკროსქემის მიწოდების ძაბვას 7-დან 40 ვოლტამდე. როგორც წესი, გამოიყენება 12 ვოლტი სტაბილიზებული ძაბვა. მნიშვნელოვანია აღმოფხვრას ნებისმიერი ჩარევა დენის წრეში.
პინი 13 პასუხისმგებელია მიკროსქემის მუშაობის რეჟიმზე. თუ მასზე გამოყენებულია საცნობარო ძაბვა 5 ვოლტიდან (14 ქინძისთავიდან), მაშინ მიკროსქემა იმუშავებს ბიძგების რეჟიმში, ხოლო გამომავალი ტრანზისტორები გაიხსნება ანტიფაზაში, თავის მხრივ, და თითოეული გამომავალი ტრანზისტორის გადართვის სიხშირე. ტოლი იქნება სასხლეტი კბილის ძაბვის სიხშირის ნახევარი პინ 5-ზე. მაგრამ თუ 13-ს დახურავთ პინს დენის წყაროს მინუს, მაშინ გამომავალი ტრანზისტორები იმუშავებენ პარალელურად, ხოლო სიხშირე ტოლი იქნება ხერხის სიხშირისა პინზე. 5, ანუ გენერატორის სიხშირე.

მიკროსქემის თითოეული გამომავალი ტრანზისტორის მაქსიმალური დენი (ქინძისთავები 8,9,10,11) არის 250 mA, მაგრამ მწარმოებელი არ გირჩევს 200 mA-ს გადამეტებას. შესაბამისად, გამომავალი ტრანზისტორების პარალელურად მუშაობისას (პინი 9 დაკავშირებულია პინ 10-თან, ხოლო პინი 8 დაკავშირებულია პინ 11-თან), მაქსიმალური დასაშვები დენი იქნება 500 mA, მაგრამ უმჯობესია არ აღემატებოდეს 400 mA-ს.

ნიკოლაი პეტრუშოვი

TL494, რა სახის "მხეცი" არის ეს?

TL494 (ტეხასის ინსტრუმენტები) ალბათ ყველაზე გავრცელებული PWM კონტროლერია, რომლის საფუძველზეც შეიქმნა კომპიუტერული კვების წყაროების და სხვადასხვა საყოფაცხოვრებო ტექნიკის დენის ნაწილები.
და ახლაც ეს მიკროსქემა საკმაოდ პოპულარულია რადიომოყვარულებში, რომლებიც აშენებენ გადართვის დენის წყაროებს. ამ მიკროსქემის შიდა ანალოგი არის M1114EU4 (KR1114EU4). გარდა ამისა, სხვადასხვა უცხოური კომპანია აწარმოებს ამ მიკროსქემს სხვადასხვა სახელწოდებით. მაგალითად IR3M02 (Sharp), KA7500 (Samsung), MB3759 (Fujitsu). ეს ყველაფერი ერთი და იგივე ჩიპია.
მისი ასაკი გაცილებით ახალგაზრდაა ვიდრე TL431. მისი წარმოება დაიწყო Texas Instruments-ის მიერ სადღაც 90-იანი წლების ბოლოს - 2000-იანი წლების დასაწყისში.
მოდით შევეცადოთ ერთად გავარკვიოთ, რა არის ის და რა სახის "მხეცი" არის ეს? ჩვენ განვიხილავთ TL494 ჩიპს (ტეხასის ინსტრუმენტები).

ასე რომ, ჯერ ვნახოთ, რა არის შიგნით.

ნაერთი.

Შეიცავს:
- ხერხის კბილის ძაბვის გენერატორი (SPG);
- მკვდარი დროის კორექტირების შედარება (DA1);
- PWM რეგულირების შედარებითი (DA2);
- შეცდომის გამაძლიერებელი 1 (DA3), რომელიც ძირითადად გამოიყენება ძაბვისთვის;
- შეცდომის გამაძლიერებელი 2 (DA4), რომელიც ძირითადად გამოიყენება მიმდინარე ლიმიტის სიგნალისთვის;
- სტაბილური საორიენტაციო ძაბვის წყარო (VS) 5 ვ-ზე გარე პინით 14;
- საკონტროლო წრე გამომავალი ეტაპის მუშაობისთვის.

შემდეგ, რა თქმა უნდა, ჩვენ გადავხედავთ მის ყველა კომპონენტს და შევეცდებით გაერკვნენ, რატომ არის ეს ყველაფერი საჭირო და როგორ მუშაობს ეს ყველაფერი, მაგრამ ჯერ უნდა მივცეთ მისი ოპერაციული პარამეტრები (მახასიათებლები).

Პარამეტრები	მინ.	მაქს.	ერთეული შეცვლა
V CC მიწოდების ძაბვა	7	40	IN
V I გამაძლიერებლის შეყვანის ძაბვა	-0,3	V CC - 2	IN
V O კოლექტორის ძაბვა		40	IN
კოლექტორის დენი (თითოეული ტრანზისტორი)		200	mA
უკუკავშირის მიმდინარეობა		0,3	mA
f OSC ოსცილატორის სიხშირე	1	300	კჰც
C T გენერატორის ტევადობა	0,47	10000	nF
R T გენერატორის რეზისტორის წინააღმდეგობა	1,8	500	kOhm
T A ოპერაციული ტემპერატურა TL494C TL494I	0	70	°C
	-40	85	°C

მისი შემზღუდველი მახასიათებლები შემდეგია;

მიწოდების ძაბვა................................................ .....41 ვ

გამაძლიერებლის შეყვანის ძაბვა..............................(Vcc+0.3)V

კოლექტორის გამომავალი ძაბვა................................41 ვ

კოლექტორის გამომავალი დენი ..................................................... ....250mA

სიმძლავრის სრული გაფანტვა უწყვეტ რეჟიმში....1W

მიკროსქემის ქინძისთავების ადგილმდებარეობა და დანიშნულება.

დასკვნა 1

ეს არის შეცდომის გამაძლიერებლის 1-ის არაინვერსიული (დადებითი) შეყვანა.
თუ მასზე შემავალი ძაბვა უფრო დაბალია ვიდრე ძაბვა 2-ე პინზე, მაშინ ამ გამაძლიერებლის გამომავალზე არ იქნება შეცდომა, არ იქნება ძაბვა (გამომავალი ექნება დაბალი დონე) და ეს არ იმოქმედებს. გამომავალი პულსების სიგანე (მორიგე ფაქტორი).
თუ ამ პინზე ძაბვა უფრო მაღალია ვიდრე პინ 2-ზე, მაშინ ამ გამაძლიერებლის 1-ის გამომავალზე გამოჩნდება ძაბვა (გამაძლიერებელი 1-ის გამომავალი იქნება მაღალი დონე) და გამომავალი იმპულსების სიგანე (სამუშაო ფაქტორი) იქნება. რაც უფრო მცირდება, მით უფრო მაღალია ამ გამაძლიერებლის გამომავალი ძაბვა (მაქსიმუმ 3.3 ვოლტი).

დასკვნა 2

ეს არის შეცდომის სიგნალის გამაძლიერებლის 1-ის ინვერსიული (უარყოფითი) შეყვანა.
თუ ამ პინზე შემავალი ძაბვა უფრო მაღალია, ვიდრე 1-ლ პინზე, არ იქნება ძაბვის შეცდომა გამაძლიერებლის გამომავალზე (გამომავალი იქნება დაბალი) და ეს არ იმოქმედებს გამომავალი სიგანეზე (სამუშაო კოეფიციენტზე). პულსები.
თუ ამ პინზე ძაბვა უფრო დაბალია, ვიდრე პინ 1-ზე, გამაძლიერებლის გამომავალი იქნება მაღალი.

შეცდომის გამაძლიერებელი არის ჩვეულებრივი ოპ-გამაძლიერებელი მუდმივი ძაბვის დროს = 70..95 dB (Ku = 1 350 kHz სიხშირეზე). op-amp შეყვანის ძაბვის დიაპაზონი ვრცელდება -0.3V-დან მიწოდების ძაბვამდე, მინუს 2V. ანუ მაქსიმალური შეყვანის ძაბვა უნდა იყოს მინიმუმ ორი ვოლტით დაბალი, ვიდრე მიწოდების ძაბვა.

დასკვნა 3

ეს არის შეცდომის გამაძლიერებლების 1 და 2 გამოსავალი, რომლებიც დაკავშირებულია ამ ქინძისთავთან დიოდების საშუალებით (OR წრე). თუ რომელიმე გამაძლიერებლის გამოსავალზე ძაბვა იცვლება დაბალიდან მაღალზე, მაშინ მე-3 პინზე ის ასევე მაღალია.
თუ ამ პინზე ძაბვა აღემატება 3,3 ვ-ს, მაშინ მიკროსქემის გამოსავალზე პულსები ქრება (ნულოვანი სამუშაო ციკლი).
თუ ამ პინზე ძაბვა ახლოს არის 0 ვ-სთან, მაშინ გამომავალი იმპულსების ხანგრძლივობა (მორიგე ფაქტორი) იქნება მაქსიმალური.

პინი 3 ჩვეულებრივ გამოიყენება გამაძლიერებლების უკუკავშირის უზრუნველსაყოფად, მაგრამ საჭიროების შემთხვევაში, პინი 3 ასევე შეიძლება გამოყენებულ იქნას როგორც შემავალი პულსის სიგანეში ცვლილებების უზრუნველსაყოფად.
თუ მასზე ძაბვა მაღალია (> ~ 3,5 ვ), მაშინ MS გამომავალზე არ იქნება პულსი. ელექტროენერგიის მიწოდება არავითარ შემთხვევაში არ დაიწყება.

დასკვნა 4

ის აკონტროლებს "მკვდარი" დროის ვარიაციის დიაპაზონს (ინგლისური Dead-Time Control), პრინციპში ეს არის იგივე სამუშაო ციკლი.
თუ მასზე ძაბვა ახლოს არის 0 ვ-სთან, მაშინ მიკროსქემის გამომავალს ექნება როგორც მინიმალური შესაძლო, ასევე მაქსიმალური სიგანის პულსი, რაც შესაბამისად შეიძლება დაყენდეს სხვა შეყვანის სიგნალებით (შეცდომის გამაძლიერებლები, პინი 3).
თუ ამ პინზე ძაბვა არის დაახლოებით 1,5 ვ, მაშინ გამომავალი იმპულსების სიგანე იქნება მათი მაქსიმალური სიგანის დაახლოებით 50%.
თუ ამ პინზე ძაბვა აღემატება 3.3 ვ-ს, მაშინ MS გამომავალზე არ იქნება პულსი. ელექტროენერგიის მიწოდება არავითარ შემთხვევაში არ დაიწყება.
მაგრამ არ უნდა დაგვავიწყდეს, რომ როგორც "მკვდარი" დრო იზრდება, PWM რეგულირების დიაპაზონი შემცირდება.

ძაბვის შეცვლით პინ 4-ზე, შეგიძლიათ დააყენოთ „მკვდარი“ დროის ფიქსირებული სიგანე (R-R გამყოფი), განახორციელოთ რბილი დაწყების რეჟიმი ელექტრომომარაგებაში (R-C ჯაჭვი), უზრუნველყოთ MS-ის (გასაღები) დისტანციური გამორთვა და თქვენ ასევე შეგიძლიათ გამოიყენოთ ეს პინი, როგორც ხაზოვანი კონტროლის შეყვანა.

ვნახოთ (ვინც არ იცის) რა არის „მკვდარი“ დრო და რისთვის არის საჭირო.
როდესაც ფუნქციონირებს დენის მიწოდების წრე, პულსები მონაცვლეობით მიეწოდება მიკროსქემის გამოსასვლელებიდან გამომავალი ტრანზისტორების ფუძეებს (კარიბლებს). ვინაიდან ნებისმიერი ტრანზისტორი არის ინერციული ელემენტი, მას არ შეუძლია მყისიერად დახურვა (გახსნა), როდესაც სიგნალი ამოღებულია (მიწოდება) გამომავალი ტრანზისტორის ბაზიდან (კარიბჭიდან). და თუ პულსი გამოიყენება გამომავალ ტრანზისტორებზე "მკვდარი" დროის გარეშე (ანუ პულსი ამოღებულია ერთიდან და დაუყოვნებლივ ვრცელდება მეორეზე), შეიძლება დადგეს მომენტი, როდესაც ერთ ტრანზისტორს არ ექნება დრო დახურვა, მაგრამ მეორეს აქვს უკვე გახსნილია. შემდეგ მთელი დენი (ე.წ. დენის მეშვეობით) გაედინება ორივე ღია ტრანზისტორში, გვერდის ავლით დატვირთვას (ტრანსფორმატორის გრაგნილი) და რადგან ის არაფრით შემოიფარგლება, გამომავალი ტრანზისტორები მყისიერად ჩავარდება.
ამის თავიდან ასაცილებლად, აუცილებელია, რომ ერთი პულსის დასრულების შემდეგ და მეორის დაწყებამდე, გავიდა გარკვეული დრო, რომელიც საკმარისია გამომავალი ტრანზისტორის საიმედო დახურვისთვის, რომლის შესასვლელიდან ამოღებულია საკონტროლო სიგნალი.
ამ დროს "მკვდარი" დრო ჰქვია.

დიახ, თუ გადავხედავთ ფიგურას მიკროსქემის შემადგენლობით, დავინახავთ, რომ პინი 4 დაკავშირებულია მკვდარი დროის რეგულირების შედარების (DA1) შესასვლელთან 0,1-0,12 ვ ძაბვის წყაროს მეშვეობით. რისთვის კეთდება ეს?
ეს კეთდება ზუსტად იმისთვის, რომ გამომავალი იმპულსების მაქსიმალური სიგანე (სამუშაო ფაქტორი) არასოდეს იყოს 100%-ის ტოლი, რათა უზრუნველყოს გამომავალი (გამომავალი) ტრანზისტორების უსაფრთხო მუშაობა.
ანუ, თუ „დააკავშირებთ“ პინს 4 საერთო მავთულს, მაშინ შედარების DA1 შეყვანისას კვლავ არ იქნება ნულოვანი ძაბვა, მაგრამ იქნება მხოლოდ ამ მნიშვნელობის ძაბვა (0.1-0.12 V) და პულსები. ხერხის კბილის ძაბვის გენერატორიდან (RPG) გამოჩნდება მიკროსქემის გამომავალზე მხოლოდ მაშინ, როდესაც მათი ამპლიტუდა 5 პინზე აღემატება ამ ძაბვას. ანუ მიკროსქემას აქვს გამომავალი იმპულსების სამუშაო ციკლის ფიქსირებული მაქსიმალური ზღვარი, რომელიც არ აღემატება 95-96%-ს გამომავალი საფეხურის მუშაობის ერთციკლიანი რეჟიმისთვის და 47,5-48%-ს ბიძგ-გაყვანისთვის. გამომავალი ეტაპის მუშაობის რეჟიმი.

დასკვნა 5

ეს არის GPG გამომავალი; იგი განკუთვნილია მასზე დროის კონდენსატორის Ct დასაკავშირებლად, რომლის მეორე ბოლო უკავშირდება საერთო მავთულს. მისი ტევადობა ჩვეულებრივ შეირჩევა 0,01 μF-დან 0,1 μF-მდე, რაც დამოკიდებულია PWM კონტროლერის GPG პულსების გამომავალი სიხშირეზე. როგორც წესი, აქ გამოიყენება მაღალი ხარისხის კონდენსატორები.
GPG-ის გამომავალი სიხშირის კონტროლი შესაძლებელია ამ პინზე. გენერატორის გამომავალი ძაბვის რხევა (გამომავალი იმპულსების ამპლიტუდა) არის დაახლოებით 3 ვოლტი.

დასკვნა 6

ეს არის ასევე GPN გამომავალი, რომელიც განკუთვნილია მასთან დროის დაყენების რეზისტორის Rt დასაკავშირებლად, რომლის მეორე ბოლო უკავშირდება საერთო მავთულს.
Rt და Ct-ის მნიშვნელობები განსაზღვრავს გაზის ტუმბოს გამომავალ სიხშირეს და გამოითვლება ერთი ციკლის მუშაობის რეჟიმის ფორმულის გამოყენებით;

Push-pull ოპერაციული რეჟიმისთვის ფორმულა ასეთია;

სხვა კომპანიების PWM კონტროლერებისთვის, სიხშირე გამოითვლება იმავე ფორმულით, გარდა იმისა, რომ ნომერი 1 უნდა შეიცვალოს 1.1-ზე.

დასკვნა 7

იგი უერთდება PWM კონტროლერზე მოწყობილობის მიკროსქემის საერთო მავთულს.

დასკვნა 8

მიკროსქემა შეიცავს გამომავალ საფეხურს ორი გამომავალი ტრანზისტორით, რომლებიც მისი გამომავალი კონცენტრატორებია. ამ ტრანზისტორების კოლექტორების და ემიტერების ტერმინალები თავისუფალია და, შესაბამისად, საჭიროებიდან გამომდინარე, ეს ტრანზისტორები შეიძლება ჩაერთონ წრედში, რათა იმუშაონ როგორც საერთო ემიტერთან, ასევე საერთო კოლექტორთან.
პინ 13-ზე ძაბვის მიხედვით, ამ გამომავალ საფეხურს შეუძლია იმუშაოს როგორც ბიძგი-გაყვანის, ისე ერთჯერადი ციკლის რეჟიმში. ერთჯერადი მუშაობის რეჟიმში, ამ ტრანზისტორების დაკავშირება შესაძლებელია პარალელურად დატვირთვის დენის გაზრდის მიზნით, რაც ჩვეულებრივ კეთდება.
ასე რომ, პინი 8 არის ტრანზისტორი 1-ის კოლექტორის პინი.

დასკვნა 9

ეს არის ტრანზისტორი 1-ის ემიტერის პინი.

დასკვნა 10

ეს არის ტრანზისტორი 2-ის ემიტერის პინი.

დასკვნა 11

ეს არის ტრანზისტორი 2-ის კოლექტორი.

დასკვნა 12

TL494CN კვების წყაროს "პლიუსი" დაკავშირებულია ამ ქინძისთავთან.

დასკვნა 13

ეს არის გამოსავალი გამომავალი ეტაპის მუშაობის რეჟიმის არჩევისთვის. თუ ეს პინი დაკავშირებულია საერთო მავთულთან, გამომავალი ეტაპი იმუშავებს ერთჯერადი რეჟიმში. ტრანზისტორი გადამრთველების ტერმინალებზე გამომავალი სიგნალები იგივე იქნება.
თუ ამ ქინძისთავზე დააყენებთ +5 ვ ძაბვას (შეაერთეთ ქინძისთავები 13 და 14), მაშინ გამომავალი ჩამრთველები იმუშავებენ ბიძგების რეჟიმში. ტრანზისტორი გადამრთველების ტერმინალებზე გამომავალი სიგნალები იქნება ფაზური და გამომავალი იმპულსების სიხშირე ნახევარზე მეტი იქნება.

დასკვნა 14

ეს არის თავლის გამომავალი დაგადინება შესახებპორნო ნძაბვა (ION), გამომავალი ძაბვით +5 V და გამომავალი დენი 10 mA-მდე, რომელიც შეიძლება გამოყენებულ იქნას როგორც მინიშნება შეცდომის გამაძლიერებლებში შედარებისთვის და სხვა მიზნებისთვის.

დასკვნა 15

ის მუშაობს ზუსტად ისევე, როგორც პინი 2. თუ მეორე შეცდომის გამაძლიერებელი არ არის გამოყენებული, მაშინ პინი 15 უბრალოდ დაკავშირებულია პინ 14-თან (საცნობარო ძაბვა +5 V).

დასკვნა 16

ის მუშაობს ისევე, როგორც პინი 1. თუ მეორე შეცდომის გამაძლიერებელი არ გამოიყენება, ის ჩვეულებრივ უკავშირდება საერთო მავთულს (პინი 7).
პინი 15 დაკავშირებულია +5V-სთან და პინი 16 დაკავშირებული მიწასთან, არ არის გამომავალი ძაბვა მეორე გამაძლიერებლიდან, ამიტომ ეს არ ახდენს გავლენას ჩიპის მუშაობაზე.

მიკროსქემის მუშაობის პრინციპი.

როგორ მუშაობს TL494 PWM კონტროლერი?
ზემოთ, ჩვენ დეტალურად განვიხილეთ ამ მიკროსქემის ქინძისთავები და რა ფუნქციას ასრულებენ ისინი.
თუ ეს ყველაფერი გულდასმით გაანალიზდება, მაშინ ამ ყველაფრისგან ირკვევა, თუ როგორ მუშაობს ეს მიკროსქემა. მაგრამ მე კიდევ ერთხელ ძალიან მოკლედ აღვწერ მისი მოქმედების პრინციპს.

როდესაც მიკროსქემა ჩვეულებრივ ჩართულია და მას ელექტროენერგია მიეწოდება (მინუს 7-ს და პლუს 12-ს), GPG იწყებს ხერხის იმპულსების გამომუშავებას დაახლოებით 3 ვოლტის ამპლიტუდით, რომლის სიხშირე დამოკიდებულია C და R-ზე. დაკავშირებულია მიკროსქემის 5 და 6 ქინძისთავებთან.
თუ საკონტროლო სიგნალების მნიშვნელობა (3 და 4 ქინძისთავებზე) 3 ვოლტზე ნაკლებია, მაშინ მიკროსქემის გამომავალ ჩამრთველებზე ჩნდება მართკუთხა იმპულსები, რომელთა სიგანე (მორიგე ფაქტორი) დამოკიდებულია საკონტროლო სიგნალების მნიშვნელობაზე ქინძისთავებზე. 3 და 4.
ანუ მიკროსქემა ადარებს დადებით ხერხის ძაბვას კონდენსატორიდან Ct (C1) ორი საკონტროლო სიგნალიდან რომელიმეს.
გამომავალი ტრანზისტორების VT1 და VT2 კონტროლის ლოგიკური სქემები ხსნის მათ მხოლოდ მაშინ, როდესაც ხერხის კბილის იმპულსების ძაბვა უფრო მაღალია, ვიდრე საკონტროლო სიგნალები. რაც უფრო დიდია ეს განსხვავება, მით უფრო ფართოა გამომავალი პულსი (მით უფრო დიდია სამუშაო ციკლი).
საკონტროლო ძაბვა პინ 3-ზე, თავის მხრივ, დამოკიდებულია სიგნალებზე საოპერაციო გამაძლიერებლების შეყვანებზე (შეცდომის გამაძლიერებლები), რომლებსაც, თავის მხრივ, შეუძლიათ გააკონტროლონ გამომავალი ძაბვა და ელექტრომომარაგების გამომავალი დენი.

ამრიგად, ნებისმიერი საკონტროლო სიგნალის მნიშვნელობის ზრდა ან შემცირება იწვევს მიკროსქემის გამოსავალზე ძაბვის იმპულსების სიგანის შესაბამის ხაზოვან შემცირებას ან ზრდას.
როგორც ზემოთ აღინიშნა, ძაბვა პინი 4-დან (მკვდარი დროის კონტროლი), შეცდომის გამაძლიერებლების შეყვანა ან უკუკავშირის სიგნალის შეყვანა პირდაპირ პინ 3-დან შეიძლება გამოყენებულ იქნას საკონტროლო სიგნალებად.

თეორია, როგორც ამბობენ, თეორიაა, მაგრამ ამ ყველაფრის პრაქტიკაში დანახვა და „შეხება“ ბევრად უკეთესი იქნება, ამიტომ პურის დაფაზე შევკრიბოთ შემდეგი წრე და საკუთარი თვალით ვნახოთ, როგორ მუშაობს ეს ყველაფერი.

უმარტივესი და სწრაფი გზაა ყველაფრის პურის დაფაზე აწყობა. დიახ, დავაყენე KA7500 ჩიპი. მიკროსქემის პინი "13" დაკავშირებულია საერთო მავთულთან, ანუ ჩვენი გამომავალი გადამრთველები იმუშავებენ ერთ ციკლის რეჟიმში (ტრანზისტორებზე სიგნალები იგივე იქნება), ხოლო გამომავალი პულსების გამეორების სიხშირე შეესაბამება GPG-ის ხერხის კბილის ძაბვის სიხშირე.

მე დავაკავშირე ოსცილოსკოპი შემდეგ საკონტროლო წერტილებს:
- პირველი სხივი „4“-ის დასამაგრებლად, ამ პინზე მუდმივი ძაბვის გასაკონტროლებლად. მდებარეობს ეკრანის ცენტრში ნულოვანი ხაზით. მგრძნობელობა - 1 ვოლტი განყოფილებაზე;
- მეორე სხივი „5“-ის დასამაგრებლად, GPG-ის ხერხის კბილის ძაბვის გასაკონტროლებლად. ის ასევე მდებარეობს ნულოვან ხაზზე (ორივე სხივი შერწყმულია) ოსცილოსკოპის ცენტრში და იგივე მგრძნობელობით;
- მესამე სხივი მიკროსქემის გამოსასვლელში "9"-ზე, რათა აკონტროლოთ პულსები მიკროსქემის გამომავალზე. სხივის მგრძნობელობა არის 5 ვოლტი განყოფილებაზე (0,5 ვოლტი, პლუს გამყოფი 10-ზე). მდებარეობს ოსილოსკოპის ეკრანის ბოლოში.

დამავიწყდა მეთქვა, მიკროსქემის გამომავალი ჩამრთველები დაკავშირებულია საერთო კოლექტორთან. სხვა სიტყვებით - ემიტერის მიმდევარი სქემის მიხედვით. რატომ განმეორებითი? იმის გამო, რომ ტრანზისტორის ემიტერზე სიგნალი ზუსტად იმეორებს საბაზისო სიგნალს, ასე რომ ჩვენ შეგვიძლია ნათლად დავინახოთ ყველაფერი.
თუ სიგნალს ამოიღებთ ტრანზისტორის კოლექტორიდან, ის იქნება ინვერსიული (თავდაყირა) ბაზის სიგნალთან მიმართებაში.
მიკროსქემს ვაწვდით ენერგიას და ვნახოთ რა გვაქვს ტერმინალებზე.

მეოთხე ფეხიზე გვაქვს ნული (ტრიმერის რეზისტორული სლაიდერი ყველაზე დაბალ მდგომარეობაშია), პირველი სხივი არის ნულოვანი ხაზი ეკრანის ცენტრში. შეცდომის გამაძლიერებლებიც არ მუშაობს.
მეხუთე ფეხიზე ჩვენ ვხედავთ GPN-ის ხერხის კბილის ძაბვას (მეორე სხივი), რომლის ამპლიტუდა ოდნავ მეტია 3 ვოლტზე.
მიკროსქემის გამომავალზე (პინი 9) ჩვენ ვხედავთ მართკუთხა პულსებს დაახლოებით 15 ვოლტის ამპლიტუდით და მაქსიმალური სიგანით (96%). წერტილები ეკრანის ბოლოში არის ზუსტად ფიქსირებული სამუშაო ციკლის ბარიერი. გასაადვილებლად რომ დავინახოთ, ჩავრთოთ დაჭიმულობა ოსცილოსკოპზე.

აბა, ახლა უკეთესად ხედავ. ეს არის ზუსტად ის დრო, როდესაც პულსის ამპლიტუდა ნულამდე ეცემა და გამომავალი ტრანზისტორი იკეტება ამ მოკლე დროში. ამ სხივის ნულოვანი დონე არის ეკრანის ბოლოში.
მოდით, დავამატოთ ძაბვა „4“-ს და ვნახოთ რას მივიღებთ.

ქინძისთავზე "4" მე დავაყენე მუდმივი ძაბვა 1 ვოლტზე, დამჭრელი რეზისტორის გამოყენებით, პირველი სხივი გაიზარდა ერთი განყოფილებით (სწორი ხაზი ოსილოსკოპის ეკრანზე). რას ვხედავთ? მკვდარი დრო გაიზარდა (სამუშაო ციკლი შემცირდა), ეს არის წერტილოვანი ხაზი ეკრანის ბოლოში. ანუ, გამომავალი ტრანზისტორი დახურულია თავად პულსის ხანგრძლივობის ნახევარზე.
მოდით დავამატოთ კიდევ ერთი ვოლტი დამსხვრეული რეზისტორით მიკროსქემის „4“-ზე.

ჩვენ ვხედავთ, რომ პირველი სხივი ავიდა კიდევ ერთი განყოფილება, გამომავალი იმპულსების ხანგრძლივობა კიდევ უფრო მოკლე გახდა (მთელი პულსის ხანგრძლივობის 1/3), ხოლო მკვდარი დრო (გამომავალი ტრანზისტორის დახურვის დრო) გაიზარდა. ორ მესამედამდე. ანუ აშკარად ჩანს, რომ მიკროსქემის ლოგიკა ადარებს GPG სიგნალის დონეს საკონტროლო სიგნალის დონეს და გადადის გამოსავალზე მხოლოდ იმ GPG სიგნალზე, რომლის დონეც საკონტროლო სიგნალზე მაღალია.

კიდევ უფრო გასაგებად რომ ვთქვათ, მიკროსქემის გამომავალი იმპულსების ხანგრძლივობა (სიგანე) იგივე იქნება, რაც საკონტროლო სიგნალის დონის ზემოთ მდებარე ხერხის კბილის ძაბვის გამომავალი იმპულსების ხანგრძლივობა (სიგანე) (ოსცილოსკოპის ეკრანზე სწორი ხაზის ზემოთ) .

მოდით წავიდეთ უფრო შორს, დავამატოთ კიდევ ერთი ვოლტი მიკროსქემის „4“-ს. რას ვხედავთ? მიკროსქემის გამომავალზე არის ძალიან მოკლე პულსები, დაახლოებით იგივე სიგანეში, როგორც ხერხის კბილის ძაბვის მწვერვალები, რომლებიც გამოდიან სწორი ხაზის ზემოთ. ოსცილოსკოპზე ჩავრთოთ გაჭიმვა, რომ პულსი უკეთ გამოჩნდეს.

აქ ჩვენ ვხედავთ მოკლე პულსს, რომლის დროსაც გამომავალი ტრანზისტორი ღია იქნება, ხოლო დანარჩენი დრო (ეკრანის ქვედა ხაზი) ​​დაიხურება.
მოდით, ვცადოთ კიდევ უფრო გავზარდოთ ძაბვა პინ "4"-ზე. ჩვენ ვიყენებთ ტრიმირების რეზისტორს, რათა დავაყენოთ ძაბვა გამოსავალზე GPG-ის ხერხის კბილის ძაბვის დონეზე ზემოთ.

ესე იგი, ჩვენი ელექტრომომარაგება შეწყვეტს მუშაობას, რადგან გამომავალი სრულიად "მშვიდია". არ არის გამომავალი იმპულსები, რადგან საკონტროლო პინზე "4" ჩვენ გვაქვს მუდმივი ძაბვის დონე 3.3 ვოლტზე მეტი.
აბსოლუტურად იგივე მოხდება, თუ თქვენ მიმართავთ საკონტროლო სიგნალს „3“-ზე ან რაიმე შეცდომის გამაძლიერებელზე. თუ ვინმეს აინტერესებს, შეგიძლიათ თავად შეამოწმოთ ექსპერიმენტულად. უფრო მეტიც, თუ საკონტროლო სიგნალები ერთდროულად ყველა საკონტროლო პინზეა და აკონტროლებს მიკროსქემს (გამარჯვებულია), იქნება სიგნალი საკონტროლო პინიდან, რომლის ამპლიტუდა უფრო დიდია.

მოდით, ვცადოთ, გამოვრთოთ ქინძისთავი „13“ საერთო მავთულიდან და მივაერთოთ „14“-ზე, ანუ გადავრთოთ გამომავალი გადამრთველების მუშაობის რეჟიმი ერთჯერადი ციკლიდან დაწებებაზე. ვნახოთ, რა შეგვიძლია გავაკეთოთ.

დამსხვრეული რეზისტორის გამოყენებით, ჩვენ კვლავ ვაყენებთ ძაბვას პინზე "4" ნულამდე. ჩართეთ დენი. რას ვხედავთ?
მიკროსქემის გამომავალი ასევე შეიცავს მაქსიმალური ხანგრძლივობის მართკუთხა იმპულსებს, მაგრამ მათი განმეორების სიხშირე გახდა ხერხის კბილის იმპულსების ნახევარი.
იგივე იმპულსები იქნება მიკროსქემის მეორე საკვანძო ტრანზისტორზე (პინი 10), ერთადერთი განსხვავება ისაა, რომ ისინი დროში გადაინაცვლებენ მათთან შედარებით 180 გრადუსით.
ასევე არსებობს სამუშაო ციკლის მაქსიმალური ზღვარი (2%). ახლა ის არ ჩანს, თქვენ უნდა დააკავშიროთ ოსილოსკოპის მე-4 სხივი და დააკავშიროთ ორი გამომავალი სიგნალი ერთად. მეოთხე ზონდი ხელთ არ არის, ამიტომ მე ეს არ გამიკეთებია. ვისაც სურს, გადაამოწმეთ ეს პრაქტიკულად თქვენთვის, რომ დარწმუნდეთ ამაში.

ამ რეჟიმში მიკროსქემა მუშაობს ზუსტად ისევე, როგორც ერთჯერადი ციკლის რეჟიმში, ერთადერთი განსხვავება ისაა, რომ აქ გამომავალი პულსების მაქსიმალური ხანგრძლივობა არ აღემატება პულსის მთლიანი ხანგრძლივობის 48%-ს.
ასე რომ, ჩვენ არ განვიხილავთ ამ რეჟიმს დიდი ხნის განმავლობაში, მაგრამ ვნახოთ, რა სახის პულსები გვაქვს, როდესაც ძაბვა "4"-ზე არის ორი ვოლტი.

ძაბვას ვამატებთ ტრიმერის რეზისტორით. გამომავალი იმპულსების სიგანე შემცირდა პულსის მთლიანი ხანგრძლივობის 1/6-მდე, ანუ ზუსტად ორჯერ, ვიდრე გამომავალი ჩამრთველების მუშაობის ერთჯერადი რეჟიმში (1/3-ჯერ იქ).
მეორე ტრანზისტორის გამომავალზე (პინი 10) იქნება იგივე იმპულსები, რომლებიც დროში გადაინაცვლებს მხოლოდ 180 გრადუსით.
პრინციპში, ჩვენ გავაანალიზეთ PWM კონტროლერის მოქმედება.

ასევე პინზე "4". როგორც უკვე აღვნიშნეთ, ეს პინი შეიძლება გამოყენებულ იქნას ელექტრომომარაგების "რბილი" დასაწყებად. როგორ მოვაწყოთ ეს?
Ძალიან მარტივი. ამისათვის შეაერთეთ RC ჩართვა „4“-ზე. აქ მოცემულია სქემის ფრაგმენტის მაგალითი:

როგორ მუშაობს აქ „რბილი დაწყება“? მოდით შევხედოთ დიაგრამას. კონდენსატორი C1 უკავშირდება ION-ს (+5 ვოლტი) რეზისტორი R5-ის მეშვეობით.
როდესაც ელექტროენერგია გამოიყენება მიკროსქემზე (პინი 12), +5 ვოლტი გამოჩნდება პინ 14-ზე. კონდენსატორი C1 იწყებს დამუხტვას. კონდენსატორის დატენვის დენი გადის რეზისტორი R5-ში, მისი ჩართვის მომენტში მაქსიმალურია (კონდენსატორი გამორთულია) და რეზისტორზე 5 ვოლტის ძაბვის ვარდნა ხდება, რომელიც მიეწოდება პინ "4"-ს. ეს ძაბვა, როგორც უკვე ექსპერიმენტულად გავარკვიეთ, კრძალავს იმპულსების გავლას მიკროსქემის გამოსავალზე.
კონდენსატორის დამუხტვასთან ერთად, დამუხტვის დენი მცირდება და რეზისტორზე ძაბვის ვარდნა შესაბამისად მცირდება. ძაბვა „4“-ზე ასევე მცირდება და მიკროსქემის გამომავალზე იწყება პულსების გამოჩენა, რომლის ხანგრძლივობა თანდათან იზრდება (როგორც კონდენსატორი იტენება). კონდენსატორის სრულად დატენვისას, დამუხტვის დენი ჩერდება, ძაბვა პინ "4"-ზე მიუახლოვდება ნულს და პინი "4" აღარ მოქმედებს გამომავალი იმპულსების ხანგრძლივობაზე. ელექტრომომარაგება უბრუნდება სამუშაო რეჟიმს.
ბუნებრივია, თქვენ წარმოიდგინეთ, რომ კვების ბლოკის გაშვების დრო (ის აღწევს ოპერაციულ რეჟიმს) დამოკიდებული იქნება რეზისტორისა და კონდენსატორის ზომაზე და მათი არჩევით შესაძლებელი იქნება ამ დროის დარეგულირება.

მოკლედ ეს არის მთელი თეორია და პრაქტიკა და აქ განსაკუთრებული არაფერია რთული და თუ გესმით და გესმით ამ PWM-ის მუშაობა, მაშინ არ გაგიჭირდებათ სხვა PWM-ების მუშაობის გაგება და გაგება.

ყველას წარმატებებს ვუსურვებ.

TL494-ის ოპერაციული პრინციპი
საავტომობილო ძაბვის გადამყვანების მაგალითზე

TL494 არსებითად ლეგენდარული ჩიპია ელექტრომომარაგების გადართვისთვის. ზოგიერთი, რა თქმა უნდა, შეიძლება ამტკიცებდეს, რომ ახლა არის უფრო ახალი, უფრო მოწინავე PWM კონტროლერები და რა აზრი აქვს ამ უსარგებლო ნივთებთან არევას. პირადად მე ამაზე მხოლოდ ერთის თქმა შემიძლია - ლეო ტოლსტოი საერთოდ ხელით წერდა და როგორც წერდა! მაგრამ ორ ათას ცამეტი Word-ის არსებობამ თქვენს კომპიუტერში არც კი წაახალისა ვინმეს დაეწერა თუნდაც ნორმალური ამბავი. კარგი, კარგი, ვინც დაინტერესებულია, შორს გაიხედეთ, ვინც არა - ყველაფერი საუკეთესო!
მინდა სასწრაფოდ გავაკეთო დაჯავშნა - ჩვენ ვისაუბრებთ Texas Instruments-ის მიერ წარმოებულ TL494-ზე. ფაქტია, რომ ამ კონტროლერს აქვს სხვადასხვა ქარხნის მიერ წარმოებული ანალოგების უზარმაზარი რაოდენობა და მიუხედავად იმისა, რომ მათი სტრუქტურული დიაგრამა ძალიან მსგავსია, ისინი მაინც არ არიან ზუსტად იგივე მიკროსქემები - სხვადასხვა მიკროსქემებზე შეცდომის გამაძლიერებლებსაც კი აქვთ სხვადასხვა მომატების მნიშვნელობები იგივე პასიურით. გაყვანილობა . ასე რომ, ჩანაცვლების შემდეგ, დარწმუნდით, რომ ორჯერ გადაამოწმეთ ელექტრომომარაგების გარემონტებული პარამეტრები - მე პირადად დავაბიჯე ამ საკომისიოზე.
კარგი, ეს იყო გამონათქვამი, მაგრამ აქ იწყება ზღაპარი. აქ არის TL494-ის ბლოკ-სქემა მხოლოდ Texas Instruments-ისგან. თუ კარგად დააკვირდებით, მასში არც ისე ბევრი შევსებაა, თუმცა, სწორედ ფუნქციონალური ერთეულების ამ კომბინაციამ მისცა საშუალება ამ კონტროლერს მოეპოვებინა უზარმაზარი პოპულარობა იაფ ფასად.

მიკროსქემები იწარმოება როგორც ჩვეულებრივი DIP პაკეტებში, ასევე პლანზედა ზედაპირზე დასამონტაჟებლად. პინოტი ორივე შემთხვევაში მსგავსია. პირადად ჩემი სიბრმავედან გამომდინარე მირჩევნია ძველებურად ვიმუშაო - ჩვეულებრივი რეზისტორები, DIP პაკეტები და ა.შ.

მეშვიდე და მეთორმეტე პინები მიეწოდება მიწოდების ძაბვას, მეშვიდე არის MINUS, ან GENERAL და მეთორმეტე არის PLUS. მიწოდების ძაბვის დიაპაზონი საკმაოდ დიდია - ხუთიდან ორმოც ვოლტამდე. სიცხადისთვის, მიკროსქემა მიბმულია პასიური ელემენტებით, რომლებიც ადგენენ მის მუშაობის რეჟიმებს. კარგად, რა არის განკუთვნილი, რისთვისაც გაირკვევა მიკროსქემის გაშვებისას. დიახ, დიახ, ზუსტად გაშვება, რადგან მიკროცირკულა დაუყოვნებლივ არ იწყებს მუშაობას დენის გამოყენებისას. კარგად, პირველ რიგში.
ასე რომ, ელექტროენერგიის შეერთებისას, რა თქმა უნდა, ძაბვა მყისიერად არ გამოჩნდება TL494-ის მეთორმეტე პინზე - დენის ფილტრის კონდენსატორების დატენვას გარკვეული დრო დასჭირდება, ხოლო ენერგიის რეალური წყაროს სიმძლავრე, რა თქმა უნდა, არ არის. უსასრულო. დიახ, ეს პროცესი საკმაოდ ხანმოკლეა, მაგრამ ის მაინც არსებობს - მიწოდების ძაბვა იზრდება ნულიდან ნომინალურ მნიშვნელობამდე გარკვეული პერიოდის განმავლობაში. დავუშვათ, რომ ჩვენი ნომინალური მიწოდების ძაბვა არის 15 ვოლტი და მივმართავთ მას კონტროლერის დაფაზე.
DA6 სტაბილიზატორის გამოსავალზე ძაბვა თითქმის ტოლი იქნება მთელი მიკროსქემის მიწოდების ძაბვის, სანამ ძირითადი სიმძლავრე არ მიაღწევს სტაბილიზაციის ძაბვას. სანამ ის 3,5 ვოლტზე დაბალია, DA7 შედარების გამომავალს ექნება ლოგიკური ერთი დონე, რადგან ეს შედარება აკონტროლებს შიდა საცნობარო მიწოდების ძაბვის მნიშვნელობას. ეს ლოგიკური ერთეული მიეწოდება OR ლოგიკურ ელემენტს DD1. OR ლოგიკური ელემენტის მოქმედების პრინციპია ის, რომ თუ მის ერთ-ერთ შეყვანას მაინც აქვს ლოგიკური, გამომავალი იქნება ერთი, ე.ი. თუ არის ერთი პირველ შეყვანაზე ან მეორეზე, ან მესამეზე ან მეოთხეზე, მაშინ DD1-ის გამომავალი იქნება ერთი და რა იქნება სხვა შეყვანებზე მნიშვნელობა არ აქვს. ამრიგად, თუ მიწოდების ძაბვა 3,5 ვოლტზე დაბალია, DA7 ბლოკავს საათის სიგნალს შემდგომი გავლისგან და არაფერი ხდება მიკროსქემის გამოსავალზე - არ არის საკონტროლო იმპულსები.

თუმცა, როგორც კი მიწოდების ძაბვა გადააჭარბებს 3,5 ვოლტს, ძაბვა ინვერსიულ შეყვანაზე უფრო დიდი ხდება, ვიდრე არაინვერსიულ შეყვანაზე და შედარება ცვლის გამომავალ ძაბვას ლოგიკურ ნულამდე, რითაც ხსნის პირველ დაბლოკვის სტადიას.
მეორე ბლოკირების სტადიას აკონტროლებს შედარებითი DA5, რომელიც აკონტროლებს მიწოდების ძაბვის მნიშვნელობას, კერძოდ, მის მნიშვნელობას 5 ვოლტი, რადგან შიდა სტაბილიზატორი DA6 არ შეუძლია აწარმოოს ძაბვა უფრო დიდი ვიდრე მის შეყვანაში. როგორც კი მიწოდების ძაბვა გადააჭარბებს 5 ვოლტს, ის უფრო დიდი გახდება ინვერსიულ შეყვანაში DA5, რადგან არაინვერსიულ შეყვანაში ის შემოიფარგლება ზენერის დიოდის სტაბილიზაციის ძაბვით VDin5. შედარების DA5 გამოსავალზე ძაბვა გახდება ლოგიკური ნულის ტოლი და როდესაც ის მიაღწევს DD1-ის შეყვანას, მეორე ბლოკირების ეტაპი ამოღებულია.
შიდა საცნობარო ძაბვა 5 ვოლტი ასევე გამოიყენება მიკროსქემის შიგნით და გამოდის მის გარეთ 14-ე პინის საშუალებით. შიდა გამოყენება უზრუნველყოფს შიდა შედარების DA3 და DA4 სტაბილურ მუშაობას, ვინაიდან ეს შედარებები წარმოქმნიან საკონტროლო პულსებს წარმოქმნილი ხერხის კბილის ძაბვის სიდიდეზე დაყრდნობით. G1 გენერატორის მიერ.
აქ ჯობია თანმიმდევრობით. მიკროსქემა შეიცავს ხერხის გენერატორს, რომლის სიხშირე დამოკიდებულია C3 კონდენსატორზე და R13 რეზისტორზე. უფრო მეტიც, R13 უშუალოდ არ მონაწილეობს ხერხის ფორმირებაში, მაგრამ ემსახურება როგორც დენის გენერატორის მარეგულირებელ ელემენტს, რომელიც მუხტავს კონდენსატორს C3. ამრიგად, R13 რეიტინგის შემცირებით, დატენვის დენი იზრდება, კონდენსატორი უფრო სწრაფად იტენება და, შესაბამისად, იზრდება საათის სიხშირე და შენარჩუნებულია წარმოქმნილი ხერხის ამპლიტუდა.

შემდეგი, ხერხი მიდის შედარების DA3-ის ინვერსიულ შეყვანაზე. არაინვერსიულ შეყვანაზე არის საცნობარო ძაბვა 0,12 ვოლტი. ეს ზუსტად შეესაბამება პულსის მთელი ხანგრძლივობის ხუთ პროცენტს. სხვა სიტყვებით რომ ვთქვათ, სიხშირის მიუხედავად, ლოგიკური ერთეული ჩნდება შედარების DA3 გამოსავალზე მთელი საკონტროლო პულსის ხანგრძლივობის ზუსტად ხუთი პროცენტით, რითაც ბლოკავს DD1 ელემენტს და უზრუნველყოფს პაუზის დროს გამომავალი ტრანზისტორების გადართვას შორის. მიკროსქემის ეტაპი. ეს არ არის მთლად მოსახერხებელი - თუ სიხშირე იცვლება მუშაობის დროს, მაშინ მაქსიმალური სიხშირისთვის მხედველობაში უნდა იქნას მიღებული პაუზის დრო, რადგან პაუზის დრო მინიმალური იქნება. თუმცა, ეს პრობლემა საკმაოდ მარტივად შეიძლება მოგვარდეს, თუ საცნობარო ძაბვის მნიშვნელობა 0.12 ვოლტი გაიზრდება და შესაბამისად გაიზრდება პაუზების ხანგრძლივობა. ეს შეიძლება გაკეთდეს ძაბვის გამყოფის შეკრებით რეზისტორების გამოყენებით ან დიოდის გამოყენებით, რომელსაც აქვს დაბალი ძაბვის ვარდნა შეერთების გასწვრივ.

ასევე, გენერატორიდან ხერხი მიდის შესადარებელ DA4-ზე, რომელიც ადარებს მის მნიშვნელობას DA1 და DA2 შეცდომის გამაძლიერებლების მიერ გამომუშავებულ ძაბვას. თუ შეცდომის გამაძლიერებლიდან ძაბვის მნიშვნელობა არის სასხლეტი კბილის ძაბვის ამპლიტუდაზე დაბალი, მაშინ საკონტროლო პულსები შეუცვლელად გადადის დრაივერზე, მაგრამ თუ შეცდომის გამაძლიერებლების გამოსავალზე არის გარკვეული ძაბვა და ის აღემატება მინიმალურ მნიშვნელობას და ხერხის კბილის მაქსიმალურ ძაბვაზე ნაკლები, მაშინ როდესაც ხერხის კბილის ძაბვა მიაღწევს ძაბვის დონეს გამაძლიერებლის შეცდომებისგან, შედარებითი DA4 წარმოქმნის ლოგიკურ ერთ დონეს და თიშავს საკონტროლო პულსს, რომელიც მიდის DD1-ზე.

DD1-ის შემდეგ არის ინვერტორი DD2, რომელიც წარმოქმნის კიდეებს კიდეებზე მომუშავე D-flip-flop DD3-სთვის. ტრიგერი თავის მხრივ ყოფს საათის სიგნალს ორად და მონაცვლეობით იძლევა AND ელემენტების მოქმედების საშუალებას.AND ელემენტების მოქმედების არსი არის ის, რომ ლოგიკური ჩნდება ელემენტის გამოსავალზე მხოლოდ იმ შემთხვევაში, როდესაც არსებობს ლოგიკური ერთი მის ერთ შეყვანაზე და ასევე იქნება ლოგიკური ერთი სხვა შეყვანისას არსებობს ლოგიკური ერთეული. ამ და ლოგიკური ელემენტების მეორე ქინძისთავები ერთმანეთთან არის დაკავშირებული და გამოდიან მეცამეტე პინთან, რომელიც შეიძლება გამოყენებულ იქნას მიკროსქემის მუშაობის გასააქტიურებლად.
DD4, DD5-ის შემდეგ არის OR-NOT ელემენტების წყვილი. ეს არის უკვე ნაცნობი OR ელემენტი, მხოლოდ მისი გამომავალი ძაბვაა ინვერსიული, ე.ი. Სიმართლეს არ შეესაბამება. სხვა სიტყვებით რომ ვთქვათ, თუ ელემენტის ერთ-ერთი შეყვანა მაინც შეიცავს ლოგიკურს, მაშინ მისი გამომავალი არ იქნება ერთი, ე.ი. ნული. და იმისათვის, რომ ლოგიკური ერთი გამოჩნდეს ელემენტის გამოსავალზე, ლოგიკური ნული უნდა იყოს წარმოდგენილი მის ორივე შეყვანაში.
DD6 და DD7 ელემენტების მეორე შეყვანა დაკავშირებულია და დაკავშირებულია პირდაპირ DD1 გამოსავალთან, რომელიც ბლოკავს ელემენტებს მანამ, სანამ ლოგიკურია DD1 გამოსავალზე.
DD6 და DD7 გამოსასვლელებიდან, საკონტროლო პულსები აღწევს PWM კონტროლერის გამომავალი ეტაპის ტრანზისტორების ფუძემდე. უფრო მეტიც, თავად მიკროსქემა იყენებს მხოლოდ ბაზებს, ხოლო კოლექტორები და ემიტერები განლაგებულია მიკროსქემის გარეთ და შეიძლება გამოიყენოს მომხმარებლის მიერ საკუთარი შეხედულებისამებრ. მაგალითად, ემიტერების საერთო მავთულთან შეერთებით და შესატყვისი ტრანსფორმატორის გრაგნილების კოლექტორებთან შეერთებით, ჩვენ შეგვიძლია უშუალოდ ვაკონტროლოთ დენის ტრანზისტორები მიკროსქემით.
თუ გამომავალი ეტაპის ტრანზისტორების კოლექტორები დაკავშირებულია მიწოდების ძაბვასთან, ხოლო ემიტერები დატვირთულია რეზისტორებით, მაშინ ვიღებთ საკონტროლო პულსებს ელექტროენერგიის ტრანზისტორების კარიბჭეების უშუალო კონტროლისთვის, რომლებიც, რა თქმა უნდა, არ არის ძალიან ძლიერი - კოლექტორის დენი. გამომავალი ეტაპის ტრანზისტორების სიმძლავრე არ უნდა აღემატებოდეს 250 mA-ს.
ჩვენ ასევე შეგვიძლია გამოვიყენოთ TL494 ერთჯერადი გადამყვანების გასაკონტროლებლად ტრანზისტორების კოლექტორებისა და ემიტერების ერთმანეთთან შეერთებით. ამ მიკროსქემის გამოყენებით, თქვენ ასევე შეგიძლიათ ააწყოთ პულსის სტაბილიზატორები - ფიქსირებული პაუზის დრო ხელს შეუშლის ინდუქციურ მაგნიტიზაციას და ასევე შეიძლება გამოყენებულ იქნას როგორც მრავალარხიანი სტაბილიზატორი.
ახლა რამდენიმე სიტყვა კავშირის დიაგრამაზე და TL494 PWM კონტროლერის გაყვანილობის შესახებ. მეტი სიცხადისთვის, ავიღოთ რამდენიმე დიაგრამა ინტერნეტიდან და შევეცადოთ მათი გაგება.

საავტომობილო ძაბვის გადამყვანების დიაგრამები
TL494-ის გამოყენება

პირველ რიგში, მოდით შევხედოთ მანქანის გადამყვანებს. დიაგრამები აღებულია როგორც არის, ამიტომ ახსნა-განმარტებების გარდა, საშუალებას მოგცემთ გამოყოთ რამდენიმე ნიუანსი, რასაც სხვანაირად გავაკეთებდი.
ასე რომ, სქემა ნომერი 1. საავტომობილო ძაბვის გადამყვანი, რომელსაც აქვს სტაბილიზებული გამომავალი ძაბვა და სტაბილიზაცია ხორციელდება არაპირდაპირი გზით - ეს არ არის კონტროლირებადი გადამყვანის გამომავალი ძაბვა, არამედ ძაბვა დამატებით გრაგნილზე. რა თქმა უნდა, ტრანსფორმატორის გამომავალი ძაბვები ურთიერთდაკავშირებულია, ამიტომ ერთ-ერთ გრაგნილზე დატვირთვის მატება იწვევს ძაბვის ვარდნას არა მხოლოდ მასზე, არამედ ყველა გრაგნილზე, რომელიც დახვეულია იმავე ბირთვზე. დამატებით გრაგნილზე ძაბვა სწორდება დიოდური ხიდით, გადის R20 რეზისტორზე ატენუატორში, C5 კონდენსატორით გლუვდება და R21 რეზისტორის მეშვეობით აღწევს მიკროსქემის პირველ ფეხს. გავიხსენოთ ბლოკ-სქემა და ვნახოთ, რომ პირველი გამომავალი არის შეცდომის გამაძლიერებლის არაინვერსიული შეყვანა. მეორე პინი არის ინვერსიული შეყვანა, რომლის მეშვეობითაც უარყოფითი გამოხმაურება შემოდის შეცდომის გამაძლიერებლის გამოსვლიდან (პინი 3) რეზისტორი R2-ის მეშვეობით. ჩვეულებრივ, ამ რეზისტორის პარალელურად მოთავსებულია 10...47 ნანოფარადის კონდენსატორი - ეს გარკვეულწილად ანელებს შეცდომის გამაძლიერებლის რეაგირების სიჩქარეს, მაგრამ ამავე დროს მნიშვნელოვნად ზრდის მისი მუშაობის სტაბილურობას და მთლიანად გამორიცხავს გადაჭარბების ეფექტს.

გადაჭარბება არის კონტროლერის ძალიან ძლიერი რეაქცია დატვირთვის ცვლილებებზე და რხევის პროცესის ალბათობაზე. ჩვენ დავუბრუნდებით ამ ეფექტს, როდესაც სრულად გავიგებთ ამ წრეში არსებულ ყველა პროცესს, ამიტომ ვუბრუნდებით პინ 2-ს, რომელიც მიკერძოებულია 14-დან, რომელიც არის შიდა სტაბილიზატორის გამომავალი 5 ვოლტზე. ეს გაკეთდა შეცდომის გამაძლიერებლის უფრო სწორი მუშაობისთვის - გამაძლიერებელს აქვს ცალმხრივი მიწოდების ძაბვა და მისთვის საკმაოდ რთულია მუშაობა ნულთან მიახლოებული ძაბვებით. ამიტომ, ასეთ შემთხვევებში წარმოიქმნება დამატებითი ძაბვები, რათა გამაძლიერებელი გადაიყვანოს სამუშაო რეჟიმებში.
სხვა საკითხებთან ერთად, 5 ვოლტის სტაბილიზირებული ძაბვა გამოიყენება "რბილი" სტარტის შესაქმნელად - C1 კონდენსატორის საშუალებით იგი მიეწოდება მიკროსქემის მე -4 პინს. შეგახსენებთ, რომ საკონტროლო იმპულსებს შორის პაუზის დრო დამოკიდებულია ამ პინზე არსებულ ძაბვაზე. აქედან ძნელი არ არის დავასკვნათ, რომ C1 კონდენსატორის გამორთვისას, პაუზის დრო იქნება იმდენად გრძელი, რომ გადააჭარბებს თავად საკონტროლო იმპულსების ხანგრძლივობას. თუმცა, როგორც კონდენსატორი დამუხტავს, მეოთხე ტერმინალზე ძაბვა დაიწყებს კლებას, რაც ამცირებს პაუზის დროს. საკონტროლო იმპულსების ხანგრძლივობა დაიწყებს მატებას, სანამ არ მიაღწევს მის მნიშვნელობას 5%. მიკროსქემის ეს გადაწყვეტა შესაძლებელს ხდის დენის შეზღუდვას დენის ტრანზისტორების მეშვეობით მეორადი დენის კონდენსატორების დატენვისას და გამორიცხავს დენის სტადიის გადატვირთვას, რადგან გამომავალი ძაბვის ეფექტური მნიშვნელობა თანდათან იზრდება.
მიკროსქემის მერვე და მეთერთმეტე ქინძისთავები უკავშირდება მიწოდების ძაბვას, ამიტომ გამომავალი ეტაპი მუშაობს ემიტერის მიმდევრად და ასეც არის - მეცხრე და მეათე ქინძისთავები უკავშირდება დენის შემზღუდველი რეზისტორების R6 და R7 რეზისტორებს R8 და R9. , ასევე VT1 და VT2 ფუძეებზე . ამრიგად, კონტროლერის გამომავალი ეტაპი გაძლიერებულია - დენის ტრანზისტორების გახსნა ხორციელდება რეზისტორების R6 და R7 მეშვეობით, რომელთანაც სერიით არის დაკავშირებული დიოდები VD2 და VD3, მაგრამ დახურვა, რომელიც მოითხოვს ბევრად მეტ ენერგიას, ხდება გამოყენებით. VT1 და VT2, დაკავშირებულია როგორც ემიტერის მიმდევრები, მაგრამ უზრუნველყოფენ დიდი დენებისაგან ზუსტად მაშინ, როდესაც ჭიშკართან იქმნება ნულოვანი ძაბვა.
შემდეგი, თითოეულ მკლავში გვაქვს 4 დენის ტრანზისტორი, რომლებიც დაკავშირებულია პარალელურად, მეტი დენის მისაღებად. გულწრფელად რომ ვთქვათ, ამ კონკრეტული ტრანზისტორების გამოყენება გარკვეულ დაბნეულობას იწვევს. სავარაუდოდ, ამ სქემის ავტორს უბრალოდ ჰქონდა ისინი მარაგში და გადაწყვიტა მათი დამატება. ფაქტია, რომ IRF540-ს აქვს მაქსიმალური დენი 23 ამპერი, ჭიშკარში შენახული ენერგია არის 65 ნანო კულონი, ხოლო ყველაზე პოპულარულ IRFZ44 ტრანზისტორებს აქვთ მაქსიმალური დენი 49 ამპერი, ხოლო კარიბჭის ენერგია 63 ნანო კულონია. სხვა სიტყვებით რომ ვთქვათ, ორი წყვილი IRFZ44-ის გამოყენებით ჩვენ ვიღებთ მაქსიმალური დენის მცირე ზრდას და დატვირთვის ორჯერ შემცირებას მიკროსქემის გამომავალ ეტაპზე, რაც მხოლოდ ზრდის ამ დიზაინის საიმედოობას პარამეტრების თვალსაზრისით. და არავის გაუუქმებია ფორმულა "ნაკლები ნაწილები - მეტი საიმედოობა".

რა თქმა უნდა, დენის ტრანზისტორები უნდა იყოს ერთი და იგივე ჯგუფიდან, რადგან ამ შემთხვევაში პარალელურად დაკავშირებულ ტრანზისტორებს შორის პარამეტრების გავრცელება მცირდება. იდეალურ შემთხვევაში, რა თქმა უნდა, უმჯობესია აირჩიოთ ტრანზისტორები მათი მოგების მიხედვით, მაგრამ ეს ყოველთვის არ არის შესაძლებელი, მაგრამ ნებისმიერ შემთხვევაში თქვენ უნდა შეძლოთ ტრანზისტორების შეძენა იმავე პარტიიდან.

დენის ტრანზისტორების პარალელურად არის სერიით დაკავშირებული რეზისტორები R18, R22 და კონდენსატორები C3, C12. ეს არის სნაბერები, რომლებიც შექმნილია თვითინდუქციური იმპულსების ჩასახშობად, რომლებიც აუცილებლად წარმოიქმნება ინდუქციურ დატვირთვაზე მართკუთხა იმპულსების გამოყენებისას. გარდა ამისა, საკითხს ამძიმებს პულსის სიგანის მოდულაცია. აქ ღირს უფრო დეტალურად გაცნობა.
სანამ დენის ტრანზისტორი ღიაა, დენი მიედინება გრაგნილში და დენი მუდმივად იზრდება და იწვევს მაგნიტური ველის ზრდას, რომლის ენერგია გადადის მეორად გრაგნილზე. მაგრამ როგორც კი ტრანზისტორი იხურება, დენი წყვეტს გრაგნილში გადინებას და მაგნიტური ველი იწყებს კოლაფსს, რაც იწვევს საპირისპირო პოლარობის ძაბვის გამოჩენას. არსებულ ძაბვას დაემატა, ჩნდება მოკლე პულსი, რომლის ამპლიტუდა შეიძლება აღემატებოდეს თავდაპირველად გამოყენებულ ძაბვას. ეს იწვევს დენის ტალღას, იწვევს ძაბვის პოლარობის განმეორებით ცვლილებას, რომელიც გამოწვეულია თვითინდუქციით, ახლა კი თვითინდუქცია ამცირებს ხელმისაწვდომი ძაბვის რაოდენობას და როგორც კი დენი მცირდება, თვით-ინდუქციის პოლარობა. ინდუქციური პულსი კვლავ იცვლება. ეს პროცესი მცირდება, მაგრამ თვითინდუქციური დენების და ძაბვების სიდიდეები პირდაპირპროპორციულია დენის ტრანსფორმატორის საერთო სიმძლავრის მიმართ.

ამ რხევების შედეგად, დენის ჩამრთველის დახურვის მომენტში, შეინიშნება დარტყმის პროცესები ტრანსფორმატორის გრაგნილზე და გამოიყენება სნაბერები მათი ჩასახშობად - რეზისტორის წინააღმდეგობა და კონდენსატორის ტევადობა შეირჩევა ისე, რომ კონდენსატორის დატენვას მოითხოვს ზუსტად იმდენი დრო, რამდენიც სჭირდება თვითინდუქციური პულსის ტრანსფორმატორის პოლარობის შეცვლას.
რატომ გჭირდებათ ამ იმპულსების წინააღმდეგ ბრძოლა? ეს ყველაფერი ძალიან მარტივია - თანამედროვე დენის ტრანზისტორებს აქვთ დიოდები დაყენებული და მათი ვარდნის ძაბვა გაცილებით მეტია, ვიდრე ღია ველის გადამრთველის წინააღმდეგობა და სწორედ დიოდებს უჭირთ, როდესაც იწყებენ თვითინდუქციური გამონაბოლქვის ჩაქრობას დენის ავტობუსებზე. მათი მეშვეობით და ძირითადად დენის ტრანზისტორების კორპუსები თბება არა იმიტომ, რომ თბება ტრანზისტორების გარდამავალი კრისტალები, თბება შიდა დიოდები. თუ დიოდებს ამოიღებთ, მაშინ საპირისპირო ძაბვა სიტყვასიტყვით მოკლავს დენის ტრანზისტორს პირველივე იმპულსზე.
თუ გადამყვანი არ არის აღჭურვილი PWM სტაბილიზაციით, მაშინ თვითინდუქციური ჩახმახის დრო შედარებით მოკლეა - მალე მეორე მკლავის დენის ტრანზისტორი იხსნება და თვითინდუქცია იხრჩობა ღია ტრანზისტორის დაბალი წინააღმდეგობით.

ამასთან, თუ კონვერტორს აქვს გამომავალი ძაბვის PWM კონტროლი, მაშინ დენის ტრანზისტორების გახსნას შორის პაუზები საკმაოდ გრძელი ხდება და ბუნებრივია, თვითინდუქციური ჩახმახის დრო მნიშვნელოვნად იზრდება, რაც ზრდის ტრანზისტორების შიგნით დიოდების გათბობას. სწორედ ამ მიზეზის გამო, რომ სტაბილიზირებული კვების წყაროების შექმნისას არ არის რეკომენდებული გამომავალი ძაბვის რეზერვის უზრუნველყოფა 25% -ზე მეტი - პაუზის დრო ძალიან გრძელი ხდება და ეს იწვევს გამომავალი ეტაპის ტემპერატურის არაგონივრულ ზრდას, თუნდაც სნაბერების არსებობა.
ამავე მიზეზით, ქარხნული წარმოების მანქანის დენის გამაძლიერებლების დიდ უმრავლესობას არ აქვს სტაბილიზაცია, მაშინაც კი, თუ TL494 გამოიყენება როგორც კონტროლერი - ისინი ზოგავენ ძაბვის გადამყვანის სითბოს ჩაძირვის ზონას.
ახლა, როდესაც ძირითადი კომპონენტები განიხილება, მოდით გაერკვნენ, თუ როგორ მუშაობს PWM სტაბილიზაცია. ჩვენს გამომავალს აქვს ბიპოლარული ძაბვა ± 60 ვოლტი. ადრე ნათქვამიდან ირკვევა, რომ ტრანსფორმატორის მეორადი გრაგნილი უნდა იყოს გათვლილი ისე, რომ მიაწოდოს 60 ვოლტი პლუს 25% პროცენტი, ე.ი. 60-ს პლუს 15 უდრის 75 ვოლტს. თუმცა, 60 ვოლტის ეფექტური მნიშვნელობის მისაღებად, ერთი ნახევარტალღის, უფრო სწორად, ერთი კონვერტაციის პერიოდის ხანგრძლივობა უნდა იყოს 25%-ით ნაკლები, ვიდრე ნომინალური მნიშვნელობა. ნუ დაგავიწყდებათ, რომ ნებისმიერ შემთხვევაში, გადართვებს შორის პაუზის დრო ხელს შეუშლის, ამიტომ პაუზის შემქმნელის მიერ შემოტანილი 5% ავტომატურად შეწყდება და ჩვენი კონტროლის იმპულსი უნდა შემცირდეს დარჩენილი 20%-ით.
კონვერტაციის პერიოდებს შორის ეს პაუზა ანაზღაურდება მეორადი ელექტრომომარაგების ფილტრის ინდუქტორში დაგროვილი მაგნიტური ენერგიით და კონდენსატორებში დაგროვილი მუხტით. მართალია, მე არ დავდებდი ელექტროლიტებს ჩოკის წინ, თუმცა, როგორც ნებისმიერი სხვა კონდენსატორი - სჯობს კონდენსატორები დააინსტალიროთ ჩახშობის შემდეგ და, ელექტროლიტების გარდა, რა თქმა უნდა, დააინსტალიროთ ფირები - უკეთესად თრგუნავენ იმპულსურ ტალღებს და ჩარევას. .
გამომავალი ძაბვის სტაბილიზაცია ხორციელდება შემდეგნაირად. მიუხედავად იმისა, რომ დატვირთვა არ არის ან ძალიან მცირეა, C8-C11 კონდენსატორებიდან თითქმის არ მოიხმარება ენერგია და მისი აღდგენა დიდ ენერგიას არ მოითხოვს და მეორადი გრაგნილიდან გამომავალი ძაბვის ამპლიტუდა საკმაოდ დიდი იქნება. შესაბამისად, დამატებითი გრაგნილიდან გამომავალი ძაბვის ამპლიტუდა დიდი იქნება. ეს გამოიწვევს ძაბვის მატებას კონტროლერის პირველ გამომავალზე, რაც თავის მხრივ გამოიწვევს შეცდომის გამაძლიერებლის გამომავალი ძაბვის ზრდას და საკონტროლო იმპულსების ხანგრძლივობა შემცირდება ისეთ მნიშვნელობამდე, რომ იქნება ბალანსი მოხმარებულ სიმძლავრესა და ელექტროტრანსფორმატორზე მიწოდებულ ენერგიას შორის.
როგორც კი მოხმარება იწყებს ზრდას, დამატებით გრაგნილზე ძაბვა მცირდება და შეცდომის გამაძლიერებლის გამოსავალზე ძაბვა ბუნებრივად მცირდება. ეს იწვევს საკონტროლო იმპულსების ხანგრძლივობის ზრდას და ტრანსფორმატორს მიწოდებული ენერგიის ზრდას. პულსის ხანგრძლივობა იზრდება მანამ, სანამ არ მოხდება ბალანსი მოხმარებულ და გამომავალ ენერგიას შორის. თუ დატვირთვა მცირდება, მაშინ კვლავ ხდება დისბალანსი და კონტროლერი იძულებული იქნება შეამციროს საკონტროლო იმპულსების ხანგრძლივობა.

თუ უკუკავშირის მნიშვნელობები არასწორად არის შერჩეული, შეიძლება მოხდეს გადაჭარბების ეფექტი. ეს ეხება არა მხოლოდ TL494-ს, არამედ ყველა ძაბვის სტაბილიზატორს. TL494-ის შემთხვევაში, გადაჭარბების ეფექტი ჩვეულებრივ ხდება იმ შემთხვევებში, როდესაც არ არსებობს უკუკავშირის მარყუჟები, რომლებიც ანელებს პასუხს. რა თქმა უნდა, ძალიან არ უნდა შეანელოთ რეაქცია - სტაბილიზაციის კოეფიციენტი შეიძლება დაზარალდეს, მაგრამ ძალიან სწრაფი რეაქცია არ არის სასარგებლო. და ეს გამოიხატება შემდეგნაირად. ვთქვათ, ჩვენი დატვირთვა გაიზარდა, ძაბვა იწყებს ვარდნას, PWM კონტროლერი ცდილობს ბალანსის აღდგენას, მაგრამ აკეთებს ამას ძალიან სწრაფად და ზრდის კონტროლის იმპულსების ხანგრძლივობას არა პროპორციულად, არამედ ბევრად უფრო ძლიერად. ამ შემთხვევაში ეფექტური ძაბვის მნიშვნელობა მკვეთრად იზრდება. რა თქმა უნდა, ახლა კონტროლერი ხედავს, რომ ძაბვა უფრო მაღალია, ვიდრე სტაბილიზაციის ძაბვა და მკვეთრად ამცირებს პულსის ხანგრძლივობას, ცდილობს დააბალანსოს გამომავალი ძაბვა და მითითება. თუმცა, პულსის ხანგრძლივობა უფრო მოკლე გახდა, ვიდრე უნდა იყოს და გამომავალი ძაბვა ხდება საჭიროზე გაცილებით ნაკლები. კონტროლერი კვლავ ზრდის იმპულსების ხანგრძლივობას, მაგრამ ისევ გადაჭარბებული - ძაბვა საჭიროზე მეტი აღმოჩნდა და მას სხვა გზა არ აქვს, გარდა იმისა, რომ შეამციროს იმპულსების ხანგრძლივობა.
ამრიგად, გადამყვანის გამომავალზე წარმოიქმნება არა სტაბილიზებული ძაბვა, არამედ მერყეობს კომპლექტის 20-40%-ით, როგორც გადაჭარბების, ასევე არადაფასების მიმართულებით. რა თქმა უნდა, ნაკლებად სავარაუდოა, რომ მომხმარებლებს მოეწონებათ ასეთი ელექტრომომარაგება, ამიტომ ნებისმიერი გადამყვანის აწყობის შემდეგ უნდა შემოწმდეს შუნტებზე რეაქციის სიჩქარე, რათა არ განეშოროს ახლად აწყობილ ხელობას.
თუ ვიმსჯელებთ დაუკრავენ, კონვერტორი საკმაოდ მძლავრია, მაგრამ ამ შემთხვევაში, C7 და C8 კონდენსატორები აშკარად არ არის საკმარისი, მათ უნდა დაემატოს მინიმუმ სამი. VD1 დიოდი ემსახურება პოლარობის შებრუნებისგან დაცვას და თუ ეს მოხდება, ნაკლებად სავარაუდოა, რომ გადარჩეს - 30-40 ამპერიანი დაუკრავის აფეთქება არც ისე ადვილია.
ისე, დღის ბოლოს, რჩება იმის დამატება, რომ ეს გადამყვანი არ არის აღჭურვილი კედლის ყიდვის სისტემით, ე.ი. მიწოდების ძაბვასთან დაკავშირებისას ის დაუყოვნებლივ იწყება და მისი შეჩერება შესაძლებელია მხოლოდ დენის გამორთვით. ეს არ არის ძალიან მოსახერხებელი - დაგჭირდებათ საკმაოდ ძლიერი გადამრთველი.

საავტომობილო ძაბვის გადამყვანი ნომერი 2, ასევე აქვს სტაბილიზირებული გამომავალი ძაბვა, რასაც მოწმობს ოპტოკუპლერის არსებობა, რომლის LED-ი დაკავშირებულია გამომავალ ძაბვასთან. უფრო მეტიც, იგი დაკავშირებულია TL431-ის საშუალებით, რაც მნიშვნელოვნად ზრდის გამომავალი ძაბვის შენარჩუნების სიზუსტეს. ოპტოკუპლერის ფოტოტრანზისტორი ასევე დაკავშირებულია სტაბილიზებულ ძაბვასთან მეორე TL431 მიკროკონტროლერის გამოყენებით. ამ სტაბილიზატორის არსი მე პირადად გამომიცდია - მიკროსქემა დასტაბილურდა ხუთი ვოლტი და აზრი არ აქვს დამატებითი სტაბილიზატორის დაყენებას. ფოტოტრანზისტორის ემიტერი მიდის შეცდომის გამაძლიერებლის არაინვერსიულ შეყვანაზე (პინი 1). შეცდომის გამაძლიერებელი დაფარულია უარყოფითი გამოხმაურებით და მისი რეაქციის შესანელებლად შემოყვანილია რეზისტორი R10 და კონდენსატორი C2.

მეორე შეცდომის გამაძლიერებელი გამოიყენება გადამყვანის გასაჩერებლად საგანგებო სიტუაციებში - თუ მეთექვსმეტე პინზე არის ძაბვა, რომელიც უფრო დიდია ვიდრე R13 და R16 გამყოფის მიერ წარმოქმნილი ძაბვა, და ეს არის დაახლოებით ორნახევარი ვოლტი, კონტროლერი დაიწყებს საკონტროლო იმპულსების ხანგრძლივობის შემცირებას, სანამ ისინი მთლიანად გაქრება.
რბილი დაწყება ორგანიზებულია ზუსტად ისევე, როგორც წინა სქემით - პაუზის დროის ფორმირების გზით, თუმცა C3 კონდენსატორის ტევადობა გარკვეულწილად მცირეა - მე მას დავაყენებდი 4,7...10 μF-ზე.
მიკროსქემის გამომავალი ეტაპი მუშაობს ემიტერის მიმდევრის რეჟიმში; დენის გასაძლიერებლად გამოიყენება ტრანზისტორებზე VT1-VT4 სრულფასოვანი დამატებითი ემიტერის მიმდევარი, რომელიც თავის მხრივ იტვირთება ელექტრული ველის მოწყობილობების კარიბჭეებზე, თუმცა მე შევამცირებდი რეიტინგები R22-R25-დან 22...33 Ohms-მდე. შემდეგი არის snubbers და დენის ტრანსფორმატორი, რის შემდეგაც არის დიოდური ხიდი და საწინააღმდეგო ფილტრი. ამ წრეში ფილტრი უფრო სწორად არის დამზადებული - ის ერთსა და იმავე ბირთვზეა და შეიცავს იმავე რაოდენობის ბრუნს. ეს ჩართვა უზრუნველყოფს მაქსიმალურ შესაძლო ფილტრაციას, ვინაიდან დაპირისპირებული მაგნიტური ველები არღვევს ერთმანეთს.
სტენბის რეჟიმი ორგანიზებულია ტრანზისტორი VT9 და რელე K1 გამოყენებით, რომელთა კონტაქტები ენერგიას აწვდის მხოლოდ კონტროლერს. დენის ნაწილი მუდმივად უკავშირდება მიწოდების ძაბვას და სანამ კონტროლის იმპულსები გამოჩნდება კონტროლერიდან, ტრანზისტორები VT5-VT8 დაიხურება.
HL1 LED მიუთითებს, რომ კონტროლერს მიეწოდება მიწოდების ძაბვა.

შემდეგი დიაგრამა... შემდეგი დიაგრამა არის... ეს საავტომობილო ძაბვის გადამყვანის მესამე ვერსიაოღონდ ავიღოთ თანმიმდევრობით...

დავიწყოთ ძირითადი განსხვავებებით ტრადიციული ვარიანტებისგან, კერძოდ, ნახევრად ხიდის დრაივერის გამოყენება საავტომობილო გადამყვანში. კარგად, შეგიძლიათ როგორმე შეეგუოთ ამას - მიკროსქემის შიგნით არის 4 ტრანზისტორი კარგი გახსნისა და დახურვის სიჩქარით და თუნდაც ორამპერიანი. შესაბამისი კავშირის გაკეთების შემდეგ, ის შეიძლება გადავიდეს Push-Pull ოპერაციულ რეჟიმში, თუმცა მიკროსქემა არ აბრუნებს გამომავალ სიგნალს და საკონტროლო პულსები მიეწოდება მის შეყვანებს კონტროლერის კოლექტორებიდან, შესაბამისად, როგორც კი კონტროლერი გასცემს პაუზას საკონტროლო იმპულსებს შორის, ლოგიკური დონის შესაბამისი დონეები გამოჩნდება TLki გამომავალი ეტაპის ერთეულების კოლექტორებზე, ე.ი. მიწოდების ძაბვასთან ახლოს. Irk-ის გავლის შემდეგ, იმპულსები გადაეგზავნება დენის ტრანზისტორების კარიბჭეებს, რომლებიც უსაფრთხოდ გაიხსნება. ორივე... ერთდროულად. რა თქმა უნდა, მე მესმის, რომ შეიძლება შეუძლებელი იყოს FB180SA10 ტრანზისტორების განადგურება პირველად - ბოლოს და ბოლოს, 180 ამპერი უნდა განვითარდეს და ასეთ დენებზე ბილიკები ჩვეულებრივ იწყებენ წვას, მაგრამ მაინც ეს რატომღაც ძალიან მკაცრია. . და იგივე ტრანზისტორების ღირებულება ერთზე ათასზე მეტია.
შემდეგი იდუმალი წერტილი არის დენის ტრანსფორმატორის გამოყენება, რომელიც შედის პირველადი დენის ავტობუსში, რომლის მეშვეობითაც გადის პირდაპირი დენი. გასაგებია, რომ ამ ტრანსფორმატორში რაღაც მაინც იქნება გამოწვეული დენის ცვლილების გამო გადართვის მომენტში, მაგრამ რატომღაც ეს მთლად სწორი არ არის. არა, გადატვირთვისაგან დაცვა იმუშავებს, მაგრამ რამდენად სწორად? ყოველივე ამის შემდეგ, დენის ტრანსფორმატორის გამომავალი ასევე შექმნილია, რბილად რომ ვთქვათ, ძალიან ორიგინალური - დენის გაზრდით პინ 15-ზე, რომელიც არის შეცდომის გამაძლიერებლის ინვერსიული შეყვანა, რეზისტორი R18-ის მიერ წარმოქმნილი ძაბვა. R20-ზე გამყოფი შემცირდება. რა თქმა უნდა, ამ გამომავალზე ძაბვის შემცირება გამოიწვევს ცდომილების გამაძლიერებლის ძაბვის მატებას, რაც თავის მხრივ შეამცირებს საკონტროლო პულსებს. თუმცა, R18 დაკავშირებულია უშუალოდ პირველადი დენის ავტობუსთან და ყველა ქაოსი, რომელიც ხდება ამ ავტობუსზე, პირდაპირ იმოქმედებს გადატვირთვისაგან დაცვის ფუნქციონირებაზე.
დასრულებულია გამომავალი ძაბვის სტაბილიზაციის რეგულირება... ისე, პრინციპში იგივეა, რაც დენის ნაწილის მუშაობა... გადამყვანის გაშვების შემდეგ, როგორც კი გამომავალი ძაბვა მიაღწევს იმ მნიშვნელობას, რაზეც ოპტოკუპლერის LED U1.2 იწყებს განათებას, იხსნება ოპტოკუპლერის ტრანზისტორი U1.1. მისი გახსნა იწვევს R10 და R11-ზე გამყოფის მიერ შექმნილი ძაბვის შემცირებას. ეს, თავის მხრივ, იწვევს შეცდომის გამაძლიერებლის გამომავალი ძაბვის შემცირებას, ვინაიდან ეს ძაბვა დაკავშირებულია გამაძლიერებლის არაინვერსიულ შეყვანასთან. კარგად, ვინაიდან შეცდომის გამაძლიერებლის გამოსავალზე ძაბვა მცირდება, კონტროლერი იწყებს პულსის ხანგრძლივობის გაზრდას, რითაც ზრდის ოპტოკუპლერის LED-ის სიკაშკაშეს, რაც კიდევ უფრო ხსნის ფოტოტრანსისტორს და კიდევ უფრო ზრდის პულსის ხანგრძლივობას. ეს ხდება მანამ, სანამ გამომავალი ძაბვა არ მიაღწევს მაქსიმალურ შესაძლო მნიშვნელობას.
ზოგადად, სქემა იმდენად ორიგინალურია, რომ მხოლოდ მტერს შეგიძლიათ მისცეთ გასამეორებლად და ამ ცოდვისთვის გარანტირებული გაქვთ მარადიული ტანჯვა ჯოჯოხეთში. არ ვიცი ვისი ბრალია... პირადად მე ისეთი შთაბეჭდილება დამრჩა, რომ ეს ვიღაცის ნაშრომი იყო, ან შეიძლება დიპლომი, მაგრამ არ მინდა დავიჯერო, რადგან თუ გამოქვეყნდა, ეს ნიშნავს, რომ იყო. დაცულია და ეს ნიშნავს, რომ კვალიფიკაცია მასწავლებელთა პერსონალი გაცილებით უარეს მდგომარეობაშია, ვიდრე მე მეგონა...

საავტომობილო ძაბვის გადამყვანის მეოთხე ვერსია.
არ ვიტყვი, რომ ეს იდეალური ვარიანტია, თუმცა, ერთ დროს ამ სქემის შემუშავებაში ხელი მქონდა. აქ მაშინვე სედატიური საშუალების მცირე ნაწილი - ქინძისთავები თხუთმეტი და თექვსმეტი ერთმანეთთან არის დაკავშირებული და უერთდება საერთო მავთულს, თუმცა ლოგიკურად მეთხუთმეტე პინი მეთოთხმეტეს უნდა უერთდეს. თუმცა, მეორე შეცდომის გამაძლიერებლის შეყვანის დამიწება არანაირად არ იმოქმედა შესრულებაზე. ამიტომ, მე დავტოვებ თქვენს შეხედულებას, სად უნდა დააკავშიროთ მეთხუთმეტე პინი.

ამ წრეში ძალიან ინტენსიურად გამოიყენება შიდა სტაბილიზატორის ხუთ ვოლტიანი გამომავალი. ხუთი ვოლტი ქმნის საცნობარო ძაბვას, რომელთანაც შედარდება გამომავალი ძაბვა. ეს კეთდება R8 და R2 რეზისტორების გამოყენებით. საორიენტაციო ძაბვის ტალღის შესამცირებლად, კონდენსატორი C1 უკავშირდება R2-ის პარალელურად. ვინაიდან რეზისტორები R8 და R2 იგივეა, საცნობარო ძაბვა არის ორნახევარი ვოლტი.
რბილ დასაწყებად ასევე გამოიყენება ხუთი ვოლტი - კონდენსატორი C6, ჩართვის მომენტში, კონტროლერის მეოთხე პინზე მოკლედ ქმნის ხუთ ვოლტს, ე.ი. დატენვისას, საკონტროლო იმპულსებს შორის იძულებითი პაუზების დრო იცვლება მაქსიმალურიდან ნომინალურ მნიშვნელობამდე.
იგივე ხუთი ვოლტი დაკავშირებულია DA ოპტოკუპლერის ფოტოტრანზისტორის კოლექტორთან და მისი ემიტერი, R5 და R4-ზე პატარა გამყოფის მეშვეობით, უკავშირდება პირველი შეცდომის გამაძლიერებლის არაინვერსიულ შეყვანას - პინი 1. პინი 2 არის დაკავშირებულია უარყოფითი გამოხმაურებით შეცდომის გამაძლიერებლის გამოსვლიდან. უკუკავშირს უზრუნველყოფს C2 კონდენსატორი, რომელიც ანელებს კონტროლერის პასუხს, რომლის ტევადობა შეიძლება მერყეობდეს ათი ნანოფარადიდან სამოცდარვა ნანოფარადამდე.
კონტროლერის გამომავალი ეტაპი მუშაობს გამეორების რეჟიმში, ხოლო მიმდინარე გაძლიერება წარმოიქმნება ტრანზისტორი დრაივერის სტადიით VT3-VT6-ზე. რა თქმა უნდა, დრაივერის ეტაპის სიმძლავრე საკმარისია ერთზე მეტი წყვილი სიმძლავრის ტრანზისტორების გასაკონტროლებლად; ფაქტობრივად, სწორედ ამაზე იყო დადებული ფსონი - თავდაპირველად დაფა კონტროლერთან გაკეთდა დენის ნაწილისგან დამოუკიდებლად, მაგრამ ბოლოს ეს არ იყო მთლად მოსახერხებელი. მაშასადამე, დაბეჭდილი გამტარები გადავიდა მთავარ დაფაზე, ხოლო ტრანსფორმატორები და, რა თქმა უნდა, დენის ტრანზისტორები, უკვე იცვლებოდა დაფის გაფართოებით.
დენის ტრანსფორმატორი დაკავშირებულია ტრანზისტორებთან დენის ტრანსფორმატორის მეშვეობით, რომელიც პასუხისმგებელია გადატვირთვისაგან დაცვის ფუნქციონირებაზე. ამ ვერსიაში სნაბერები არ იყო დაყენებული - გამოიყენეს სერიოზული რადიატორები.
როგორც კი UPR ტერმინალზე გამოჩნდება ძაბვა, რომელიც საშუალებას აძლევს კონვერტორს იმუშაოს, ტრანზისტორი VT2 იხსნება, რაც თავის მხრივ VT1-ს გაჯერებამდე მიჰყავს. VT1-ის ემიტერზე არის ძაბვა ინტეგრირებული სტაბილიზატორიდან 15-ზე, რომელიც ადვილად გადის VD5 დიოდიდან მიწოდებულ მიწოდების ძაბვას, რადგან სტაბილიზაციის ძაბვაზე ნაკლებია. თორმეტი ვოლტის ძირითადი მიწოდების ძაბვა მიეწოდება ამ დიოდს რეზისტორი R28-ით. გახსნის შემდეგ, VT1 აწვდის ენერგიას კონტროლერსა და დრაივერის ტრანზისტორებს და კონვერტორი იწყება. როგორც კი დენის ტრანსფორმატორზე იმპულსები გამოჩნდება, მის გრაგნილზე ძაბვა ორჯერ აღწევს მთავარი მიწოდების მნიშვნელობას და ის, VD4 და VD6 დიოდების გავლით, მიეწოდება სტაბილიზატორის შეყვანას 15 ვოლტზე. ამრიგად, კონვერტორის გაშვების შემდეგ, კონტროლერი იკვებება სტაბილიზირებული სიმძლავრით. მიკროსქემის ეს დიზაინი საშუალებას გაძლევთ შეინარჩუნოთ კონვერტორის სტაბილური მუშაობა ექვსიდან შვიდ ვოლტამდე ელექტრომომარაგებითაც კი.
გამომავალი ძაბვის სტაბილიზაცია ხორციელდება DA optocoupler-ის LED-ის სიკაშკაშის მონიტორინგით, რომლის LED მას უკავშირდება რეზისტენტული გამყოფის მეშვეობით. უფრო მეტიც, გამომავალი ძაბვის მხოლოდ ერთი მკლავი კონტროლდება. მეორე მკლავის სტაბილიზაცია ხორციელდება მაგნიტური შეერთების საშუალებით, რომელიც ხდება ინდუქციურ ბირთვში L2 და L3, რადგან ეს ფილტრი მზადდება იმავე ბირთვზე. როგორც კი გაიზრდება დატვირთვა გამომავალი ძაბვის დადებით მკლავზე, ბირთვი იწყებს მაგნიტიზებას და, შედეგად, დიოდური ხიდიდან უარყოფითი ძაბვისთვის უფრო რთულია მიაღწიოს კონვერტორის გამოსავალს, უარყოფით ძაბვას. იწყებს მარცხს და ამაზე რეაგირებს ოპტოკუპლერის LED, რაც აიძულებს კონტროლერს გაზარდოს საკონტროლო იმპულსების ხანგრძლივობა. სხვა სიტყვებით რომ ვთქვათ, ფილტრაციის ფუნქციების გარდა, ჩოკი მოქმედებს როგორც ჯგუფური სტაბილიზაციის ჩოკი და მუშაობს ზუსტად ისევე, როგორც კომპიუტერის კვების წყაროებში, ასტაბილურებს რამდენიმე გამომავალ ძაბვას ერთდროულად.
გადატვირთვის დაცვა გარკვეულწილად უხეშია, მაგრამ მაინც საკმაოდ ფუნქციონალური. დაცვის ბარიერი რეგულირდება რეზისტორით R26. როგორც კი დენის ტრანზისტორების დენი მიაღწევს კრიტიკულ მნიშვნელობას, დენის ტრანსფორმატორიდან ძაბვა ხსნის ტირისტორ VS1-ს და ის აშორებს საკონტროლო ძაბვას UPR ტერმინალიდან მიწამდე, რითაც აშორებს მიწოდების ძაბვას კონტროლერიდან. გარდა ამისა, რეზისტორი R19-ის მეშვეობით, C7 კონდენსატორი სწრაფად იხსნება, რომლის ტევადობა მაინც უკეთესად შემცირდება 100 μF-მდე.
გააქტიურებული დაცვის გადატვირთვისთვის აუცილებელია ძაბვის ამოღება და შემდეგ ხელახლა გამოყენება საკონტროლო ტერმინალზე.
ამ კონვერტორის კიდევ ერთი მახასიათებელია კონდენსატორის რეზისტენტული ძაბვის დრაივერის გამოყენება დენის ტრანზისტორების კარიბჭეებში. ამ ჯაჭვების დაყენებით შესაძლებელი გახდა ჭიშკრის უარყოფითი ძაბვის მიღწევა, რომელიც შექმნილია დენის ტრანზისტორების დახურვის დასაჩქარებლად. თუმცა, ტრანზისტორების დახურვის ამ მეთოდმა არ გამოიწვია არც ეფექტურობის მატება და არც ტემპერატურის დაქვეითება, თუნდაც სნაბერების გამოყენებით და მიტოვებული იქნა - ნაკლები ნაწილები - მეტი საიმედოობა.

აბა, ბოლო, მეხუთე მანქანის გადამყვანი. ეს სქემა არის წინას ლოგიკური გაგრძელება, მაგრამ აღჭურვილია დამატებითი ფუნქციებით, რომლებიც აუმჯობესებენ მის სამომხმარებლო თვისებებს. REM საკონტროლო ძაბვის მიწოდება ხდება 85 გრადუსიანი თერმული დამჭერის KSD301 ამოსაღებად, რომელიც დამონტაჟებულია გადამყვანის გამათბობელზე. იდეალურ შემთხვევაში, უნდა იყოს ერთი რადიატორი როგორც დენის გამაძლიერებლისთვის, ასევე ძაბვის გადამყვანისთვის.

თუ თერმული დაუკრავენ კონტაქტები დახურულია, ე.ი. ტემპერატურა ოთხმოცდახუთი გრადუსზე ნაკლებია, შემდეგ საკონტროლო ძაბვა REM ტერმინალიდან ხსნის ტრანზისტორი VT14, რომელიც თავის მხრივ ხსნის VT13 და თორმეტი ვოლტი ძირითადი დენის წყაროდან მიეწოდება თხუთმეტ ვოლტიან KRENKI-ს შესასვლელს. ვინაიდან შეყვანის ძაბვა უფრო დაბალია, ვიდრე კრენკას სტაბილიზაციის ძაბვა, ის თითქმის უცვლელი გამოჩნდება მის გამომავალზე - მხოლოდ მარეგულირებელი ტრანზისტორის ვარდნა გამოიწვევს მცირე ვარდნას. კრენკადან ელექტროენერგია მიეწოდება თავად კონტროლერს და მძღოლის ეტაპის VT4-VT7 ტრანზისტორებს. როგორც კი შიდა ხუთვოლტიანი სტაბილიზატორი გამოიმუშავებს ძაბვას, C6 კონდენსატორი იწყებს დატენვას, რაც ამცირებს პაუზების ხანგრძლივობას საკონტროლო იმპულსებს შორის. საკონტროლო პულსები დაიწყებენ დენის ტრანზისტორების გახსნას ტრანსფორმატორის მეორად გრაგნილებზე; გამოჩნდება მეორადი ძაბვები და დაიწყება ეფექტური მნიშვნელობის გაზრდა. პირველი მეორადი გრაგნილიდან 24 ვოლტიანი ძაბვა რექტფიკატორის მეშვეობით შუა წერტილით მიაღწევს C18 კონდენსატორის დადებით ტერმინალს და რადგან მისი ძაბვა აღემატება მთავარ თორმეტ ვოლტ დიოდს VD13 დაიხურება და ახლა კონტროლერი იკვებება თავად მეორადი გრაგნილი. გარდა ამისა, ოცდაოთხი ვოლტი თხუთმეტზე მეტია, ამიტომ თხუთმეტ ვოლტიანი სტაბილიზატორი ამოქმედდება და ახლა კონტროლერი იკვებება სტაბილიზებული ძაბვით.
კონტროლის იმპულსების გაზრდისას ეფექტური ძაბვის მნიშვნელობა გაიზრდება მეორე მეორად გრაგნილზე და როგორც კი მიაღწევს იმ მნიშვნელობას, რომლითაც DA ოპტოკოპლერის LED ნათება იწყებს აანთებას, ფოტოტრანზისტორი დაიწყებს გახსნას და სისტემა დაიწყებს შეძენას. სტაბილური მდგომარეობა - იმპულსების ხანგრძლივობა შეწყვეტს ზრდას, რადგან ფოტოტრანზისტორის ემიტერი დაკავშირებულია კონტროლერის შეცდომის გამაძლიერებლის არაინვერსიულ გამომავალთან. დატვირთვის მატებასთან ერთად, გამომავალი ძაბვა დაიწყებს კლებას, ბუნებრივია, LED-ის სიკაშკაშე შემცირდება, ასევე შემცირდება ძაბვა კონტროლერის პირველ პინზე და კონტროლერი გაზრდის პულსის ხანგრძლივობას ზუსტად იმდენი, რომ აღადგინოს ისევ LED-ის სიკაშკაშე.
გამომავალი ძაბვა კონტროლდება უარყოფით მხარეს, ხოლო რეაგირება მოხმარების ცვლილებებზე დადებით მხარეზე ხორციელდება ჯგუფის სტაბილიზაციის ჩოკის L1 გამო. კონტროლირებადი ძაბვის რეაგირების დასაჩქარებლად, უარყოფითი მკლავი დამატებით იტვირთება რეზისტორით R38. აქ დაუყოვნებლივ უნდა გავაკეთოთ დაჯავშნა - არ არის საჭირო ძალიან დიდი ელექტროლიტების მიმაგრება მეორად ელექტრომომარაგებაზე - მაღალი კონვერტაციის სიხშირეებზე ისინი ნაკლებად სარგებლობენ, მაგრამ მათ შეუძლიათ მნიშვნელოვანი გავლენა მოახდინონ საერთო სტაბილიზაციის კოეფიციენტზე - ისე, რომ ძაბვა პოზიტიურ მკლავში იწყებს ზრდას, თუ დატვირთვა იზრდება, ძაბვა უარყოფით მხარზე ასევე უნდა შემცირდეს. თუ ნეგატიურ მკლავში მოხმარება დიდი არ არის და C24 კონდენსატორის ტევადობა საკმაოდ დიდია, მაშინ ის საკმაოდ დიდი ხნის განმავლობაში გამონადენი იქნება და კონტროლს არ ექნება დრო, რომ თვალყური ადევნოს, რომ ძაბვა ვერ მოხერხდა დადებით მკლავზე. .
სწორედ ამ მიზეზის გამო, მკაცრად რეკომენდირებულია მხარში არაუმეტეს 1000 μF დაყენება თავად კონვერტორის დაფაზე და 220...470 μF დენის გამაძლიერებლის დაფებზე და არა მეტი.
აუდიო სიგნალის მწვერვალებზე დენის ნაკლებობა უნდა ანაზღაურდეს ტრანსფორმატორის მთლიანი სიმძლავრით.
გადატვირთვის დაცვა ხორციელდება დენის ტრანსფორმატორზე, საიდანაც ძაბვა სწორდება VD5 და VD6 დიოდებით და მიდის მგრძნობელობის რეგულატორზე R26. შემდეგი, VD4 დიოდის გავლით, რომელიც არის ამპლიტუდის შეზღუდვის ერთგვარი შეზღუდვა, ძაბვა აღწევს VT8 ტრანზისტორის ბაზას. ამ ტრანზისტორის კოლექტორი უკავშირდება VT2-VT3-ზე აწყობილი შმიდტის ტრიგერის შეყვანას და როგორც კი ტრანზისტორი VT8 იხსნება, ის ხურავს VT3-ს. ძაბვა კოლექტორზე VT3 გაიზრდება და VT2 გაიხსნება, იხსნება VT1.
ორივე ტრიგერი და VT1 იკვებება კონტროლერის ხუთვოლტიანი სტაბილიზატორიდან და როდესაც VT1 იხსნება, ხუთი ვოლტი მიდის კონტროლერის მეთექვსმეტე პინზე, რაც მკვეთრად ამცირებს საკონტროლო იმპულსების ხანგრძლივობას. ასევე, VD3 დიოდის მეშვეობით ხუთი ვოლტი აღწევს პინ მეოთხეს, რაც ზრდის იძულებითი პაუზების დროს მაქსიმალურ შესაძლო მნიშვნელობამდე, ე.ი. საკონტროლო პულსები მცირდება ერთდროულად ორი გზით - შეცდომის გამაძლიერებლის საშუალებით, რომელსაც არ აქვს უარყოფითი გამოხმაურება და მუშაობს როგორც შედარებითი, ამცირებს პულსის ხანგრძლივობას თითქმის მყისიერად, და პაუზის ხანგრძლივობის დრაივერის მეშვეობით, რომელიც ახლა, გამონადენი კონდენსატორის მეშვეობით, დაიწყეთ პულსის ხანგრძლივობის თანდათან გაზრდა და თუ დატვირთვა ჯერ კიდევ ძალიან დიდია, დაცვა კვლავ იმუშავებს VT8-ის გახსნისთანავე. ამასთან, VT2-VT3-ზე ტრიგერს აქვს კიდევ ერთი ამოცანა - ის აკონტროლებს ძირითადი პირველადი ძაბვის მნიშვნელობას 12 ვოლტზე და როგორც კი ის გახდება 9-10 ვოლტზე ნაკლები, მიეწოდება VT3 ბაზას R21 და R22 რეზისტორების მეშვეობით, მიკერძოება. არ იქნება საკმარისი და VT3 დაიხურება, გახსნის VT2 და VT1. კონტროლერი გაჩერდება და მეორადი ენერგია დაიკარგება.
ეს მოდული ტოვებს მანქანის ჩართვას, თუ მოულოდნელად მისი მფლობელი გადაწყვეტს მუსიკის მოსმენას, როდესაც მანქანა არ მუშაობს და ასევე იცავს დენის გამაძლიერებელს ძაბვის უეცარი ვარდნისაგან მანქანის სტარტერის დაწყებისას - კონვერტორი უბრალოდ ელოდება კრიტიკულ მომენტს. მოხმარება, იცავს როგორც დენის გამაძლიერებელს, ასევე საკუთარ დენის გადამრთველებს.
ამ გადამყვანის ბეჭდური მიკროსქემის დაფის ნახაზი და არსებობს ორი ვარიანტი - ერთი და ორი ტრანსფორმატორი.
რატომ ორი ტრანსფორმატორი?
მეტი ძალაუფლების მისაღებად. ფაქტია, რომ ტრანსფორმატორის საერთო სიმძლავრე საავტომობილო გადამყვანებში შემოიფარგლება თორმეტი ვოლტის მიწოდების ძაბვით, რაც მოითხოვს ტრანსფორმატორზე შემობრუნების გარკვეულ რაოდენობას. რგოლს უნდა ჰქონდეს მინიმუმ ოთხი შემობრუნება პირველადი ნახევრად გრაგნილში; w- ფორმის ფერიტისთვის, შემობრუნების რაოდენობა შეიძლება შემცირდეს სამამდე.

ეს შეზღუდვა, უპირველეს ყოვლისა, განპირობებულია იმით, რომ შემობრუნების უფრო მცირე რაოდენობით, მაგნიტური ველი აღარ ხდება ერთგვაროვანი და ხდება ძალიან დიდი დანაკარგები. ეს ასევე ნიშნავს, რომ შეუძლებელია კონვერტაციის სიხშირის გაზრდა მაღალ სიხშირეებზე - მოგიწევთ მობრუნებების რაოდენობის შემცირება და ეს დაუშვებელია.
ამრიგად, გამოდის, რომ მთლიანი სიმძლავრე შემოიფარგლება პირველადი გრაგნილის შემობრუნების რაოდენობით და კონვერტაციის მცირე სიხშირის დიაპაზონით - თქვენ არ შეგიძლიათ 20 kHz-ზე დაბლა - გადამყვანის ჩარევა არ უნდა იყოს აუდიო დიაპაზონში, რადგან ისინი ყველა ღონე იხმარეთ, რომ მოისმინოთ დინამიკებში.
თქვენ არ შეგიძლიათ 40 kHz-ზე მაღლა ასვლა - პირველადი გრაგნილის შემობრუნების რაოდენობა ძალიან მცირე ხდება.
თუ გსურთ მიიღოთ მეტი სიმძლავრე, მაშინ ერთადერთი გამოსავალი რჩება ტრანსფორმატორების რაოდენობის გაზრდა, ხოლო ორი შორს არის მაქსიმუმისგან.
მაგრამ აქ ჩნდება კიდევ ერთი კითხვა: როგორ დავაკვირდეთ ყველა ტრანსფორმატორს? არ მსურს ჯგუფური სტაბილიზაციის ჩოკის ზედმეტად დაყენება ან გარკვეული რაოდენობის ოპტოკუპლერის დანერგვა. აქედან გამომდინარე, კონტროლის ერთადერთ მეთოდად რჩება მეორადი გრაგნილების სერიული კავშირი. ამ შემთხვევაში, მოხმარების დისბალანსი აღმოფხვრილია და გაცილებით ადვილია გამომავალი ძაბვის კონტროლი, თუმცა მაქსიმალური ყურადღება უნდა მიექცეს ტრანსფორმატორების აწყობას და ფაზირებას.
ახლა ცოტა რამ მიკროსქემის დიაგრამასა და დაფას შორის განსხვავებების შესახებ. ფაქტია, რომ ამ პრინციპზე მითითებულია მიკროსქემის მხოლოდ ყველაზე ძირითადი წერტილები, ხოლო დაბეჭდილ გვერდზე ელემენტები განლაგებულია რეალობის მიხედვით. მაგალითად, მიკროსქემის დაფაზე არ არის ფირის კონდენსატორები ელექტრომომარაგებისთვის, მაგრამ არის დაფაზე. რა თქმა უნდა, მათთვის სამონტაჟო ხვრელები მზადდება იმ კონდენსატორების ზომების მიხედვით, რომლებიც ხელმისაწვდომი იყო განვითარების დროს. რა თქმა უნდა, თუ არ არის ტევადობა 2.2 μF, შეგიძლიათ გამოიყენოთ 1 μF, მაგრამ არაუმეტეს 0.47 μF.
ელექტრომომარაგების კუთხით, წრეში ასევე დამონტაჟებულია 4700 uF ელექტროლიტი, მაგრამ მათ ნაცვლად არის 2200 uF 25 ვოლტიანი კონდენსატორების მთელი ნაკრები დაფაზე და კონდენსატორები უნდა იყოს დაბალი ESR-ით, ეს არის იგივე, რაც არის. პოზიციონირებულია გამყიდველების მიერ, როგორც "დედა დაფებისთვის". ისინი ჩვეულებრივ აღინიშნება ვერცხლის ან ოქროს საღებავით. თუ შესაძლებელია 3300 uF-ის ყიდვა 25 ვოლტზე, მაშინ ეს კიდევ უკეთესი იქნება, მაგრამ ჩვენს მხარეში ეს საკმაოდ იშვიათია.
ორიოდე სიტყვა სავარაუდო ჯემპერების შესახებ - ეს არის მხტუნავები, რომლებიც აკავშირებენ ტრეკებს საკუთარ თავს. ეს გაკეთდა მიზეზით - დაფაზე სპილენძის სისქე შეზღუდულია, ხოლო დირიჟორებში გამავალი დენი საკმაოდ დიდია და დირიჟორში დანაკარგების კომპენსაციის მიზნით, ბილიკი სიტყვასიტყვით უნდა დაიღვაროს შედუღებით, და ეს საკმაოდ ძვირია ამ დღეებში, ან დუბლირებულია დენის გამტარ გამტარებთან, რითაც იზრდება გამტარის მთლიანი კვეთა. ეს მხტუნავები დამზადებულია ერთბირთვიანი სპილენძის მავთულისგან, რომლის კვეთა მინიმუმ ორნახევარი კვადრატია, იდეალურად, რა თქმა უნდა, უფრო სქელი - ოთხი ან ექვსი კვადრატი.
მეორადი დენის დიოდური ხიდი. დიაგრამაზე ნაჩვენებია დიოდები TO-247 პაკეტში, დაფა მომზადებულია TO-220 პაკეტში დიოდების გამოსაყენებლად. დიოდების ტიპი პირდაპირ დამოკიდებულია დატვირთვის დაგეგმილ დენზე და, რა თქმა უნდა, უმჯობესია აირჩიოთ უფრო სწრაფი დიოდები - ნაკლები იქნება თვითგათბობა.
ახლა რამდენიმე სიტყვა გრაგნილი ნაწილების შესახებ.
წრეში ყველაზე საეჭვოა დენის ტრანსფორმატორი - პირველადი გრაგნილის სქელი მავთულებით, როგორც ჩანს, რთული იქნება ნახევრად შემობრუნება და თუნდაც სხვადასხვა მიმართულებით. სინამდვილეში, ეს არის გრაგნილი ნაწილების უმარტივესი კომპონენტი. დენის ტრანსფორმატორის დასამზადებლად გამოიყენება სატელევიზიო კვების ფილტრი; თუ უცებ შეუძლებელი გახდა მისი პოვნა, მაშინ შეგიძლიათ გამოიყენოთ ნებისმიერი w ფორმის ფერიტის ბირთვი, მაგალითად, ჩამქრალი ტრანსფორმატორი კომპიუტერის კვების წყაროდან. ბირთვი თბება 110-120 გრადუსამდე ათიდან ოცი წუთის განმავლობაში და შემდეგ იბზარება. გრაგნილები ამოღებულია, ჩარჩოზე დახვეული მეორადი გრაგნილი, რომელიც შედგება 0,1...0,2 მმ მავთულის 80-120 ბრუნისაგან, ორად დაკეცილი, რა თქმა უნდა. შემდეგ ერთი გრაგნილის დასაწყისი უკავშირდება მეორის ბოლოს, მავთულები ფიქსირდება თქვენთვის მოსახერხებელ გზაზე, ხოლო გრაგნილით ჩარჩო იდება ბირთვის ნახევარზე. შემდეგ პირველადი გრაგნილის ერთი შეკვრა იდება ერთ ფანჯარაში, მეორე სამჯერ, ხოლო ბირთვის მეორე ნახევარი იდება. Სულ ეს არის! ორი გრაგნილი ნახევარი შემობრუნების პირველადი და 100 ბრუნი მეორადში. რატომ არ არის ზუსტად მითითებული მოხვევების რაოდენობა? ბრუნთა რაოდენობა უნდა იყოს ისეთი, რომ რეზისტორი R27 მაქსიმალური დენის დროს გამოიმუშავებს სამიდან ხუთ ვოლტს. მაგრამ არ ვიცი მაქსიმუმ რა დენს ჩათვლით, რა ტრანზისტორებს გამოიყენებთ. და R27-ზე ძაბვის მნიშვნელობა ყოველთვის შეიძლება დარეგულირდეს სწორედ ამ რეზისტორის მნიშვნელობის არჩევით. მთავარი ის არის, რომ დენის ტრანსფორმატორი გადატვირთულია მეორად გრაგნილზე და ამისათვის საჭიროა მეორადში მინიმუმ 60-70 ბრუნი - ამ შემთხვევაში იქნება ბირთვის მინიმალური გათბობა.

Choke L2 დამონტაჟდა შესაბამისი ზომის ტელევიზორების გადართვის ელექტრომომარაგების დენის ტრანსფორმატორის ბირთვზე. პრინციპში, ის შეიძლება დაიხუროს ბირთვზე ტრანსფორმატორიდან კომპიუტერის კვების წყაროდან, მაგრამ მოგიწევთ შექმნათ არამაგნიტური უფსკრული 0,5...0,7 მმ. მის შესაქმნელად საკმარისია ჩარჩოს შიგნით ჩაყაროთ შესაბამისი დიამეტრის გრაგნილი მავთულის დაუხურავი რგოლი ჩასმული ბირთვის ნახევარით.
ინდუქტორი იჭრება სანამ არ შეივსება, მაგრამ თქვენ უნდა გამოთვალოთ რომელი მავთული გამოიყენოთ. პირადად მე მირჩევნია მუშაობა ან აღკაზმულობით ან ლენტით. ლენტი, რა თქმა უნდა, უფრო კომპაქტურია, მისი დახმარებით მიიღება ძალიან მაღალი გრაგნილი სიმკვრივე, მაგრამ მის წარმოებას დიდი დრო სჭირდება და, რა თქმა უნდა, წებო არ დევს გზაზე. შეკვრის დამზადება გაცილებით მარტივია - ამისათვის უბრალოდ გაარკვიეთ გამტარის სავარაუდო სიგრძე, რამდენჯერმე გადაკეცეთ მავთული და შემდეგ გამოიყენეთ საბურღი შეკვრაში.
როგორი და რამდენი მავთული გამოვიყენო? ეს დამოკიდებულია საბოლოო პროდუქტის მოთხოვნებზე. ამ შემთხვევაში, ჩვენ ვსაუბრობთ საავტომობილო ტექნოლოგიაზე, რომელსაც, როგორც წესი, აქვს ძალიან ცუდი გაგრილების პირობები, ამიტომ თვითგათბობა უნდა იყოს მინიმუმამდე და ამისთვის აუცილებელია გამოვთვალოთ გამტარის კვეთა, რომელზეც ის არ გაცხელდება. ბევრი, ან საერთოდ არა. ეს უკანასკნელი რა თქმა უნდა სასურველია, მაგრამ ეს იწვევს ზომის ზრდას და მანქანა არ არის Ikarus, რომელსაც ბევრი ადგილი აქვს. ამიტომ, ჩვენ ვიმოქმედებთ მინიმალური გათბობით. რა თქმა უნდა, თქვენ შეგიძლიათ დააინსტალიროთ ვენტილატორები ისე, რომ ისინი ძლიერად ააფეთქებენ ჰაერს როგორც გამაძლიერებელში, ასევე კონვერტორში, მაგრამ ჩვენი გზებიდან მტვერი მტკივნეულად სწრაფად კლავს გულშემატკივრებს, ამიტომ ჯობია იცეკვოთ ბუნებრივი გაგრილებით და საფუძვლად აიღოთ ძაბვა სამი. ამპერი გამტარის კვეთის კვადრატულ მილიმეტრზე. ეს არის საკმაოდ პოპულარული ძაბვა, რომლის გათვალისწინებაც რეკომენდებულია W- ფორმის რკინის გამოყენებით ტრადიციული ტრანსფორმატორის დამზადებისას. იმპულსური მოწყობილობებისთვის რეკომენდებულია კვადრატულ მილიმეტრზე ხუთიდან ექვს ამპერის გამოყენება, მაგრამ ეს გულისხმობს ჰაერის კარგ კონვექციას და ჩვენი საქმე დახურულია, ასე რომ, ჩვენ მაინც ვიღებთ სამ ამპერს.
დარწმუნებული ხართ, რომ სამი უკეთესია? და ახლა მოდით გამოვიყენოთ ის ფაქტი, რომ გამაძლიერებელზე დატვირთვა არ არის მუდმივი, რადგან არავინ უსმენს სუფთა სინუსურ ტალღას, და თუნდაც კლიპთან ახლოს, ამიტომ გათბობა მუდმივად არ მოხდება, რადგან გამაძლიერებლის სიმძლავრის ეფექტური მნიშვნელობაა. არის მაქსიმუმის დაახლოებით 2/3. ამიტომ დაძაბულობა შეიძლება გაიზარდოს ოცდაათი პროცენტით ყოველგვარი რისკის გარეშე, ე.ი. მიიყვანეთ იგი ოთხ ამპერამდე კვადრატულ მილიმეტრზე.
კიდევ ერთხელ, ციფრების უკეთ გასაგებად. გაგრილების პირობები ამაზრზენია, მავთული იწყებს გაცხელებას მაღალი დენებისაგან, თუ ის ძალიან თხელია, ხოლო თუ ის კვლავ ხვეულშია დახვეული, ის თავად თბება. პრობლემის გადასაჭრელად ვაყენებთ ძაბვას ორნახევარ-სამ ამპერზე კვადრატულ მილიმეტრზე მავთულის განივი კვეთაზე; თუ დატვირთვა მუდმივია, თუ დენის გამაძლიერებელს ვაძლიერებთ, მაშინ ძაბვა გავზარდეთ ოთხიდან ოთხნახევარამდე. ამპერი გამტარის კვეთის კვადრატულ მილიმეტრზე.
ახლა ჩვენ გავუშვით Excel, იმედი მაქვს ყველას აქვს ასეთი კალკულატორი და ზედა ხაზში ვწერთ თანმიმდევრობით: "ძაბვა", შემდეგ "მავთულის დიამეტრი", შემდეგ "სადენების რაოდენობა", შემდეგ "მაქსიმალური დენი" და ბოლო უჯრედში. "Ძალა". მივდივართ შემდეგი სტრიქონის დასაწყისში და ვწერთ რიცხვს სამი, მოდით იყოს სამი ამპერი კვადრატულ მილიმეტრზე. შემდეგ უჯრედში ვწერთ ნომერ პირველს, ეს იყოს მავთული, რომლის დიამეტრი ჯერ ერთი მილიმეტრია. შემდეგ უჯრედში ჩვენ ვწერთ ათს, ეს იქნება სადენების რაოდენობა აღკაზმულობაში.
მაგრამ შემდეგ არის უჯრედები, რომლებშიც იქნება ფორმულები. პირველი, მოდით გამოვთვალოთ ჯვარი მონაკვეთი. ამისათვის გაყავით დიამეტრი 2-ზე - ჩვენ გვჭირდება რადიუსი. შემდეგ რადიუსს ვამრავლებთ რადიუსზე, ყოველი შემთხვევისთვის, რომ ჩვენი კალკულატორი არ დადუნდეს, ვიღებთ რადიუსების გამოთვლას ფრჩხილებში და ვამრავლებთ ამ ყველაფერს pi რიცხვზე. შედეგად ვიღებთ პი ერ კვადრატს, ე.ი. წრის ფართობი, რომელიც არის გამტარის განივი. შემდეგ, უჯრედის რედაქტირების დატოვების გარეშე, ჩვენ ვამრავლებთ მიღებულ შედეგს ჩვენი მავთულის დიამეტრით და ვამრავლებთ მავთულის რაოდენობაზე. დააჭირეთ ENTER-ს და იხილეთ რიცხვი ათწილადების წყობით. ასეთი დიდი სიზუსტე არ არის საჭირო, ამიტომ ჩვენ ვამრგვალებთ ჩვენს შედეგს ერთ ათწილადამდე და ზემოთ, ისე რომ იყოს მცირე ტექნოლოგიური ზღვარი. ამისათვის გადადით უჯრედის რედაქტირებაზე, აირჩიეთ ჩვენი ფორმულა და დააჭირეთ CONTROL X - cut, შემდეგ დააჭირეთ ღილაკს FORMULA და MATH სტრიქონში აირჩიეთ ROUND UP. ჩნდება დიალოგური ფანჯარა, რომელშიც იკითხება რა უნდა დამრგვალოთ და რამდენ ციფრამდე. მოათავსეთ კურსორი ზედა ფანჯარაში და CONTROL VE ჩადეთ ადრე ამოჭრილი ფორმულა, ქვედა ფანჯარაში კი ერთი, ე.ი. დაატრიალეთ ერთ ათწილადამდე და დააწკაპუნეთ OK. ახლა არის უჯრედში რიცხვი ათწილადის შემდეგ ერთი ციფრით.
რჩება მხოლოდ ფორმულის ბოლო უჯრედში ჩასმა, კარგად, აქ ყველაფერი მარტივია - ომის კანონი. ჩვენ გვაქვს მაქსიმალური დენი, რომელიც შეგვიძლია გამოვიყენოთ და ბორტზე ძაბვა იყოს თორმეტი ვოლტი, თუმცა მანქანის მუშაობისას არის დაახლოებით ცამეტი პლუსი, მაგრამ ეს არ ითვალისწინებს შემაერთებელი მავთულის ვარდნას. ჩვენ ვამრავლებთ მიღებულ დენს 12-ზე და ვიღებთ მაქსიმალურ გამოთვლილ სიმძლავრეს, რომელიც გამოიწვევს გამტარის უმნიშვნელო გათბობას, უფრო სწორად, ათი მავთულისგან შემდგარი შეკვრას, რომელთა დიამეტრი ერთი მილიმეტრია.
მე არ ვპასუხობ კითხვებს "არ მაქვს ასეთი ღილაკი, არ მაქვს რედაქტირების ხაზი"; მე უკვე წავშალე და გამოვაქვეყნე უფრო დეტალური აღწერა Excel-ის გამოყენების შესახებ კვების წყაროების გამოთვლაში:

დავუბრუნდეთ ჩვენს ხელობას. ჩვენ გავარკვიეთ სადენების დიამეტრი და მათი რაოდენობა. იგივე გამოთვლები შეიძლება გამოყენებულ იქნას ტრანსფორმატორის გრაგნილებში საჭირო აღკაზმულობის დასადგენად, მაგრამ ძაბვა შეიძლება გაიზარდოს ხუთ-ექვს ამპერამდე კვადრატულ მილიმეტრზე - ერთი ნახევრად გრაგნილი მუშაობს დროის ორმოცდაათი პროცენტით, ასე რომ მას ექნება დრო გაგრილება. თქვენ შეგიძლიათ გაზარდოთ ძაბვა გრაგნილში შვიდიდან რვა ამპერამდე, მაგრამ აქ ძაბვის ვარდნა აღკაზმულობის აქტიურ წინააღმდეგობაზე უკვე დაიწყებს გავლენას და, როგორც ჩანს, ჩვენ ჯერ კიდევ გვაქვს კარგი ეფექტურობის მიღების სურვილი, ამიტომ ჯობია არ .
თუ არსებობს რამდენიმე დენის ტრანზისტორი, მაშინ დაუყოვნებლივ უნდა გაითვალისწინოთ, რომ აღკაზმულობაში მავთულის რაოდენობა უნდა იყოს ტრანზისტორების რაოდენობის ჯერადი - აღკაზმულობა უნდა გაიყოს დენის ტრანზისტორის რაოდენობაზე და ძალიან სასურველია. ჰქონდეს გრაგნილში გამავალი დენების ერთგვაროვანი განაწილება.
ისე, როგორც ჩანს, გამოთვლები მოვაგვარეთ, შეგვიძლია დავიწყოთ ლიკვიდაცია. თუ ეს საყოფაცხოვრებო რგოლია, მაშინ ის უნდა მომზადდეს, კერძოდ, მკვეთრი კუთხეები უნდა იყოს დაფქული ისე, რომ არ დაზიანდეს გრაგნილის მავთულის იზოლაცია. შემდეგ ბეჭედი იზოლირებულია თხელი იზოლატორით - ამ მიზნით ელექტრო ლენტის გამოყენება არ არის მიზანშეწონილი. ვინილი გაჟონავს ტემპერატურის მიხედვით, მაგრამ ქსოვილი ძალიან სქელია. იდეალურ შემთხვევაში, ფტორპლასტიკური ლენტია, მაგრამ გაყიდვაში ხშირად აღარ ნახავთ მას. Thermosktch არ არის ცუდი მასალა, მაგრამ მისი დახვევა არც თუ ისე მოსახერხებელია, თუმცა თუ ამას მოთმენთ, შედეგი საკმაოდ კარგი იქნება. ოდესღაც მანქანის საწინააღმდეგო ხრეში გამოვიყენე - უბრალოდ ფუნჯით ვხატავდი, გავშრე, ისევ შევღებე და ასე სამ ფენად. მექანიკური თვისებები არ არის ცუდი და ამ იზოლაციის მცირე ავარიული ძაბვა არ იმოქმედებს მუშაობაზე - ჩვენს შემთხვევაში, ყველა ძაბვა არ არის დიდი. მეორადი გრაგნილი ჯერ იჭრება, რადგან ის უფრო თხელია და მეტი მოხვევა აქვს. შემდეგ პირველადი გრაგნილი ჭრილობაა. ორივე გრაგნილი ერთდროულად იჭრება ორ დაკეცილ შეკვრაში - ასე რომ, ძალიან რთულია შეცდომის დაშვება მობრუნებების რაოდენობასთან, რომელიც უნდა იყოს იგივე. აღკაზმულობა გამოძახებულია და დაკავშირებულია საჭირო თანმიმდევრობით.

თუ ძალიან ეზარებათ დარეკვა, ან არ გაქვთ საკმარისი დრო, მაშინ ძაფების დახატვამდე შეგიძლიათ სხვადასხვა ფერებში შეღებოთ. თქვენ ყიდულობთ სხვადასხვა ფერის წყვილ მუდმივ მარკერს, მათი საღებავის კონტეინერების შიგთავსი ფაქტიურად გარეცხილია გამხსნელით, შემდეგ კი ძაფები დაფარულია ამ საღებავით დახვევისთანავე. საღებავი ძალიან მჭიდროდ არ ეწებება, მაგრამ მაშინაც კი, თუ იგი წაშლილია აღკაზმულობის გარე მავთულებიდან, საღებავი აღკაზმულობის შიგნით მაინც ჩანს.
დაფაზე ხვეული ნაწილების დამაგრების რამდენიმე გზა არსებობს და ეს უნდა გაკეთდეს არა მხოლოდ კოჭის ნაწილებით - მაღალ ელექტროლიტებს ასევე შეუძლიათ დაკარგონ ფეხები მუდმივი შერყევის გამო. ასე რომ, ეს ყველაფერი ერთმანეთშია. შეგიძლიათ გამოიყენოთ პოლიურეთანის წებო, შეგიძლიათ გამოიყენოთ მანქანის ბეჭდები, ან შეგიძლიათ გამოიყენოთ იგივე ხრეშის საწინააღმდეგო. ამ უკანასკნელის მშვენიერება ის არის, რომ თუ რაიმეს დაშლა გჭირდებათ, შეგიძლიათ დაამტვრიოთ - მოათავსეთ მასზე 647 გამხსნელით ძლიერად დასველებული ნაჭერი, ჩადეთ ეს ყველაფერი პლასტმასის ჩანთაში და დაელოდეთ ხუთიდან ექვს საათს. ხრეშის საწინააღმდეგო რბილდება გამხსნელების ორთქლისგან და შედარებით ადვილი მოსაშორებელია.
ეს ყველაფერია მანქანის გადამყვანებისთვის, მოდით გადავიდეთ ქსელის გადამყვანებზე.
მათ, ვისაც აქვს ჭკუის დაუოკებელი სურვილი, ამბობენ, მაგრამ არაფერი აწყობია, მაშინვე ვპასუხობ - რეალურად ვუზიარებ ჩემს გამოცდილებას და არ ვტრაბახობ, რომ თითქოს კონვერტორი ავაწყე და მუშაობს. ჩარჩოში ანათებდა ან წარუმატებელი ვარიანტები, რომლებმაც ვერ გაიარეს საბოლოო გაზომვები, ან პროტოტიპები, რომლებიც დაიშალა. მე არ ვარ დაკავებული ცალკეული მოწყობილობების დამზადებით შეკვეთით და თუ ვაკეთებ, მაშინ, პირველ რიგში, ეს უნდა იყოს პირადად ჩემთვის საინტერესო, ან მიკროსქემის დიზაინიდან ან მასალისგან, მაგრამ აქ დიდი ინტერესი მომიწევს.

(არა TDA1555, არამედ უფრო სერიოზული მიკროსქემები) საჭიროებს ელექტრომომარაგებას ბიპოლარული ელექტრომომარაგებით. და აქ სირთულე წარმოიქმნება არა თავად UMZCH-ში, არამედ მოწყობილობაში, რომელიც გაზრდის ძაბვას საჭირო დონემდე, გადასცემს კარგ დენს დატვირთვას. ეს გადამყვანი არის ხელნაკეთი მანქანის გამაძლიერებლის ყველაზე მძიმე ნაწილი. თუმცა, თუ დაიცავთ ყველა რეკომენდაციას, ამ სქემის გამოყენებით შეძლებთ დადასტურებული PN-ის შეკრებას, რომლის დიაგრამა მოცემულია ქვემოთ. გასადიდებლად დააწკაპუნეთ მასზე.

კონვერტორის საფუძველია პულსის გენერატორი, რომელიც აგებულია სპეციალიზებულ ფართოდ გავრცელებულ მიკროსქემზე. გენერირების სიხშირე განისაზღვრება რეზისტორის R3 მნიშვნელობით. თქვენ შეგიძლიათ შეცვალოთ იგი საუკეთესო სტაბილურობისა და ეფექტურობის მისაღწევად. მოდით უფრო ახლოს მივხედოთ TL494 საკონტროლო ჩიპის დიზაინს.

TL494 ჩიპის პარამეტრები

Upp.chip (pin 12) - Upp.min=9V; Upit.max=40V
დასაშვები ძაბვა შეყვანის DA1, DA2 არაუმეტეს Upit/2
გამომავალი ტრანზისტორების მისაღები პარამეტრები Q1, Q2:
Uus 1.3V-ზე ნაკლები;
Uke ნაკლები 40V;
Ik.max ნაკლები 250mA
გამომავალი ტრანზისტორების ნარჩენი კოლექტორ-ემიტერის ძაბვა არ არის 1,3 ვ-ზე მეტი.
მე ვიხმარე მიკროსქემით - 10-12 mA
ენერგიის დასაშვები გაფრქვევა:
0.8W გარემოს ტემპერატურაზე +25C;
0.3W გარემოს ტემპერატურაზე +70C.
ჩაშენებული საცნობარო ოსცილატორის სიხშირე არაუმეტეს 100 kHz.

• ხერხის კბილის ძაბვის გენერატორი DA6; სიხშირე განისაზღვრება მე -5 და მე -6 ქინძისთავებთან დაკავშირებული რეზისტორისა და კონდენსატორის მნიშვნელობებით;
• სტაბილიზირებული საცნობარო ძაბვის წყარო DA5 გარე გამომავალი გამომავალი (პინი 14);
• ძაბვის შეცდომის გამაძლიერებელი DA3;
• შეცდომის გამაძლიერებელი მიმდინარე ლიმიტის სიგნალისთვის DA4;
• ორი გამომავალი ტრანზისტორი VT1 და VT2 ღია კოლექტორებითა და ემიტერებით;
• მკვდარი ზონის შედარებითი DA1;
• შედარებითი PWM DA2;
• დინამიური push-pull D-ტრიგერი სიხშირის გაყოფის რეჟიმში 2 - DD2;
• დამხმარე ლოგიკური ელემენტები DD1 (2-OR), DD3 (2ND), DD4 (2ND), DD5 (2-OR-NOT), DD6 (2-OR-NOT), DD7 (NOT);
• მუდმივი ძაბვის წყარო ნომინირებულია 0.1B DA7;
• DC წყარო ნომინალური მნიშვნელობით 0.7 mA DA8.

საკონტროლო წრე ამოქმედდება, თუ მიწოდების ძაბვა გამოყენებული იქნება მე-12 პინზე, რომლის დონე არის +7-დან +40 ვ-მდე დიაპაზონში. TL494 ჩიპის პინი არის ქვემოთ მოცემულ სურათზე:

IRFZ44N საველე ეფექტის ტრანზისტორები ანაცვლებენ დატვირთვას (ძალა ტრანსფორმატორი). ინდუქტორი L1 დახვეულია ფერიტულ რგოლზე 2 სმ დიამეტრის კომპიუტერის კვების წყაროდან. იგი შეიცავს 1 მმ დიამეტრის 10 ორმაგ მავთულს, რომლებიც ნაწილდება მთელ რგოლზე. თუ რგოლი არ გაქვთ, შეგიძლიათ დაახვიოთ ფერიტულ ღეროზე 8 მმ დიამეტრით და რამდენიმე სანტიმეტრი სიგრძით (არ არის კრიტიკული). დაფის ნახაზი Lay ფორმატში - ჩამოტვირთვა in .

ჩვენ გაფრთხილებთ, კონვერტორის განყოფილების რობოტული შესაძლებლობები დიდად არის დამოკიდებული ტრანსფორმატორის სწორ წარმოებაზე. იგი დახვეულია 2000NM ფერიტულ რგოლზე 40*25*11მმ ზომებით. ჯერ ყველა კიდე უნდა მოარგოთ ფაილით და შემოახვიოთ თეთრეულის ლენტით. პირველადი გრაგნილი იჭრება შეკვრით, რომელიც შედგება 5 ბირთვისგან 0,7 მმ სისქისგან და შეიცავს 2 * 6 ბრუნს, ანუ 12. იგი ასე იჭრება: ვიღებთ ერთ ბირთვს და ვახვევთ რგოლზე თანაბრად გადანაწილებული 6 ბრუნით. შემდეგ ვახვევთ შემდეგს პირველთან ახლოს და ასე შემდეგ 5 ბირთვით ტერმინალებზე მავთულები გრეხილია. შემდეგ, რგოლის უსადენო ნაწილზე, ჩვენ ვიწყებთ პირველადი გრაგნილის მეორე ნახევრის დახვევას იმავე გზით. ვიღებთ ორ თანაბარ გრაგნილს. ამის შემდეგ რგოლს ვახვევთ ელექტრული ლენტით და მეორად გრაგნილს ვახვევთ 1,5მმ-იანი მავთულით 2*18 ბრუნვით ისევე, როგორც პირველადი. იმის უზრუნველსაყოფად, რომ არაფერი დაიწვას პირველი გაშვების დროს, თქვენ უნდა ჩართოთ ტრანსფორმატორის პირველადი 40-60 ვტ ნათურის მეშვეობით 100 Ohm რეზისტორების მეშვეობით თითოეულ მკლავში და ყველაფერი გუგუნებს შემთხვევითი შეცდომებითაც კი. მცირე დამატება: არის მცირე დეფექტი ფილტრის ბლოკის წრეში; ნაწილები c19 r22 უნდა შეიცვალოს, რადგან როდესაც ფაზა ბრუნავს, სიგნალის ამპლიტუდის შესუსტება ჩნდება ოსილოსკოპზე. ზოგადად, ამ ძაბვის გადამყვანი შეიძლება უსაფრთხოდ იყოს რეკომენდირებული განმეორებისთვის, რადგან ის უკვე წარმატებით აწყობილია მრავალი რადიომოყვარულის მიერ.